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` 本帖最后由 松山归人 于 2021-4-29 09:48 编辑 DAY10 : 最终成品展示及波形分析总结 最终波形测试完整波形及分析: 黄色是三角波波形;绿色是直流电平波形;紫色是PWM波形;青色是电感电流波形。 负载1:Io=50mA(DCM) 负载1(展开):Io=50mA(DCM) 负载2:Io=80mA(DCM) 负载2(展开):Io=80mA(DCM) 通过50mA和80mA的轻载,我们可以看出,虽然三角波的频率没有改变,但是最终输出的PWM波形是以丢斩波的方式来实现输出电压的调节。这是由于负载消耗很小,仅需要几个周期给电容充电,然后间隔几个周期电容的能量足够给负载提供能量,所以占空比为0%。 负载3:Io=150mA(DCM) 负载3(展开):Io=150mA(DCM) 当负载进一步加大,此时PWM的频率已经和三角波的频率保持一致了,这是由于负载变大,每一个周期都需要PWM的占空比调节来维持负载的消耗。 负载4:Io=160mA(DCM) 上面这张图是BUCK电路过流保护了,紫色的是采样电阻两端的电压,青色的是电感电流波形。通过测量电感峰值电流可以知道,Ipk=0.51A时(注意此时是DCM模式),电路就进行电流保护了。由于采样电阻R=1.5Ω,所以电阻两端的电压U=Ipk*R=0.51A*1.5Ω=0.765V,达到了三极管的导通阈值。而且通过上面测量到的采样电阻两端的电压(也就是Q7 be两端的导通电压)0.74V就电路保护,并进行电路自锁。所以,经过实际测试采样电阻的取值需要改小一点。通过测试可以知道,采样电阻上的电流保护阈值是需要根据Ipk值来计算的。(后面专门针对采样电阻有详细的计算) 负载4:Io=340mA(BCM) 当负载340mA时,电感进入临界连续模式(BCM),之前计算的值: 根据之前的电感选型可知,0.5A*0.5=0.25A,也就是当负载电流在250mA时,电感理论上才进入临界连续模式。而实际测试下来是340mA,那么误差有:(340-250)/250=36%。而电感量本身的误差有±20%,再加上受温度的影响,以及电感本身在不同频率下呈现的感性是不同的,这是由于电感本身也有寄生参数,所以,造成最终实际偏差还是很大,这都是在合理范围内的。 负载5:Io=350mA 上面这幅图是BUCK电路最大带载,超过这个负载时,电感饱和。 在电感选型时,由于时间的关系,100uH 1A的电感缺货,所以就采购了100uH 600mA的电感。而本次DIY项目实际使用的100uH 600mA的电感,通过实验测试下来,明显是不够的。 最后再来讨论一下电感的额定电流和采样电阻选型问题。当Buck电路计算出来电感后,要根据电感所设计的BCM模式下计算出ΔI值,来推算处满载输出情况下的Ipk值,然后采样电阻的电流保护值一般可以在Ipk值得1.2~1.5倍。Ipk和Io之间得关系如下图所示: 上图是理论上计算出来得Ipk值,根据在满载情况下的Ipk=625mA,我们的电流保护要在Ipk的1.2~1.5倍,所以(1.2~1.5)*625mA=750mA~937.5mA。如果采样电阻两端的电压保护阈值按照0.7V来计算的话(Q7的be导通阈值电压),那么采样电阻的取值计算如下:0.7V/750mA=930mΩ,0.7V/937.5mA=747mΩ。所以采样电阻的取值范围在747mΩ~930mΩ之间,这里可以根据实际情况,选择1Ω的采样电阻也是可以的。我们的输出最大平均电流Io=0.5A,所以采样电阻在满载情况下的功率P=I^2*R=0.5A*0.5A*1Ω=0.25W,考虑到降额,可以选择2512的贴片封装或者2个1206封装的电阻并联。另外,采样电阻要选择高频特性好的合金采样电阻,否则在高频下电阻两端的电压并不能反应真实的电流。因为普通贴片电阻的寄生电感在高频下会有一定的电压幅值,U=I*R + I*(2πfL)。 那么,根据Ipk值也知道,在电感选型时,也需要注意它的饱和电流,这就是为什么一开始在电感选型时需要选择额定电流1A的电感了。一般情况下,贴片电感的额定电流要是最大负载电流Io的1.5~2倍之间即可。 本次DIY包括了Boost、Buck、正负电压的多种电源设计,让大家也跟我一起对低压电源设计有一个更深层次的、全方位的认识。不管是集成IC的,还是分立器件的,都有涉及到。同时在调试分立Buck电路时,也对环路控制的PID调节有了更深的理解。下面是最终多路输出电压的测试波形图。 |
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