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引言
零中频 （Zero-IF） 接收***并不是什么新事物；其被人们所大量使用已经有些时日了，蜂窝手机便是它的重要应用领域。然而，其在诸如***的高性能接收***中的使用却少有成功的案例。这主要是因为它们的动态范围有限，而且也不太为人们所了解。一款新型宽带宽零中频 I/Q 解调***有助于缓解主用接收***及 DPD （数字预失真） 接收***在动态范围和带宽方面的不足，并使 4G 基站能够以具成本效益的方式满足移动接入不断增长的带宽需求。本文讨论的主题是：如何尽量抑制造成零中频接收***动态范围缩小的 IM2 非线性及 DC 偏移来实现性能的优化，从而为棘手的设计提供一种可行的替代方案。 
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推进带宽的不断扩大
直到最近，大多数基站只需要处理一个 20MHz 宽的通道带宽 （通常被分配给不同的无线载波）。与此 20MHz 通道相关联的是一个配套的 100MHz 带宽 DPD 接收器，用于测量高达 5 阶的互调失真寄生信号，以提供有效的失真抵消作用。这些要求通常可利用高 IF （外差） 接收器有效地予以满足。然而，随着业界日益迫切地希望基站支持整个 60MHz 频段的运作，此类设计的难度如今大为增加。对于整个无线制造、安装和部署商业模型而言，完成这项伟大的工程在节省成本方面具有重大的意义。 为了适应三倍的带宽，DPD 接收器的带宽也必须从 100MHz 增加至 300MHz。在 75MHz 频段中，DPD 带宽增至惊人的 375MHz。设计能够支持这种带宽的接收器可不是一项微不足道的工作。噪声会由于带宽的扩展而增加，增益平坦度变得更加难以实现，而且所需的 A/D 转换器采样速率大幅度增加。此外，带宽如此之高的组件其成本也高得多。 传统高 IF 接收器所具备的中等带宽不再足以支持具有 ±0.5dB 典型增益平坦度的 300MHz 或更高频率的 DPD 信号。300MHz 的基带带宽将需要选择一个最小 150MHz 的 IF 频率。要想找到一款采样速率可超过 600Msps、同时具合理价格的 A/D 转换器 （即使是 12 位分辨率） 绝非轻而易举。用户可能被迫采取折衷方案而去使用一款 10 位转换器。 |
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新型 I/Q 解调器放宽了带宽限制条件
凌力尔特的 LTC5585 I/Q 解调器专为支持直接转换而设计，因而允许接收器将上述 300MHz 宽 RF 信号直接解调至基带 （见边注：零中频接收器的工作原理）。I 和 Q 输出被解调为一个 150MHz 带宽信号，仅为高 IF 接收器带宽的一半。为了获得一个 ±0.5dB 的通带增益平坦度，器件的 -3dB 转角频率必须扩展至远远高于 500MHz。 LTC5585 利用一个可调谐的基带输出级支持这一宽带宽。差分 I 和 Q 输出端口具有一个至 VCC 并与约 6pF 的滤波器电容相并联的 100Ω 上拉电阻器 （见图 1）。这个简单的 RC 网络允许形成一个片外低通或带通滤波器网络 （以消除高电平带外阻断器），并实现位于解调器之后的基带放大器链路之增益滚降的均衡。在外部 100Ω 上拉电阻器之外再采用一个 100Ω 差分输出负载电阻，-3dB 带宽可达到 840MHz。 图 1：用于带宽扩展的基带输出等效电路 （采用 L = 18nH 和 C = 4.7pF） 基带带宽扩展 可以采用单个 L-C 滤波器节以扩展基带输出的带宽。图 1 示出了具基带带宽扩展功能的芯片基带等效电路。当具有 200Ω 负载时，采用一个 18nH 的串联电感和一个 4.7pF 的并联电容可将 -0.5dB 带宽从 250MHz 扩展至 630MHz。图 2 示出了不同负载条件下可能产生的输出响应种类。其中一种响应是在采用 200Ω 和 10kΩ 差分负载电阻条件下获得的。对于 10kΩ 负载，采用一个 47nH 串联电感和一个 4.7pF 并联电容可把 -0.5dB 带宽从 150MHz 扩展至 360MHz。 图 2：转换增益与基带频率的关系曲线 （采用差分负载电阻和 L-C 带宽扩展） |
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二阶互调失真寄生信号问题
在直接转换接收器中，二阶互调失真分量 （IM2） 直接落入带内 （在基带频率）。例如：取两个间隔开 1MHz （分别位于 2140MHz 和 2141MHz） 的相等功率 RF 信号 （f1 和 f2），以及间隔开 10MHz （位于 2130MHz） 的 LO 信号。最终的 IM2 寄生信号将位于 f2 – f1 （即 1MHz）。通过采用外部控制电压，LTC5585 拥有了在 I 和 Q 通道上进行独立调节以实现最小 IM2 寄生信号的独特能力。图 3 示出了一种用于 IIP2 测量和校准的典型配置。差分基带输出采用一个平衡-不平衡变压器进行组合，而 1MHz IM2 差动频率分量采用一个低通滤波器来选择，以防止位于 10MHz 和 11MHz 的强大主音调压缩频谱分析仪前端。如果未采用该低通滤波器，则必须在频谱分析仪上提供 20~30dB 的衰减及长久的平均测量时间以实现上佳的测量。如图 4 中的输出频谱所示，可以预知 IM2 分量将落入带内 （在 1MHz）。另外，该曲线图还示出了调节前后的 IM2 分量 —— 通过调节 IP2I 和 IP2Q 引脚上的控制电压，可使寄生信号电平下降大约 20dB。该调节使 IM2 寄生信号电平下降到低至 -81.37dBc。 图 3：用于 IIP2 校准的测试配置 （采用 1MHz 低通滤波器以选择 IM2 分量） 图 4：未采用低通滤波器时的输出频谱 由于拥有这种 IIP2 优化能力，因此可以考虑两种可行的 IP2 校准策略。一种可以是在工厂里完成并在“设定后便不需再过问” 的校准步骤。在这种场合，每个调节引脚采用一个简单的微调电位器就足够了，如图 3 所示。另一种策略是利用软件来执行自动闭环校准算法，这使得能够周期性地对设备进行校准。对于已经在监视其发送器输出的 DPD 接收器而言，这是小事一桩，因为发送器能轻松地产生两个测试音。对于主用接收器，这种校准可能需要额外的硬件以将两个测试音回送至接收器通道。在任何情况下所有这些都可以在一个离线校准周期中完成。这样的一种方法将需要把那些有可能影响基站性能的实际工作环境因素考虑在内。 |
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DC 偏移电压清零有助于优化 A/D 转换器动态范围
该芯片还集成了一种相似的调节能力，以清零 I 和 Q 通道的 DC 输出电压。当整个信号链路采用 DC 耦合时，因内部失配以及 LO 和 RF 输入泄漏的自混频所产生的 DC 偏移分量会缩减 ADC 的动态范围。举个例子，当一个 10mV 的中等输出 DC 偏移电压通过一个 20dB 增益级时，将在 A/D 转换器的输入端产生 100mV 的 DC 偏移。对于 12 位 ADC 的 2Vp-p 输入范围而言，该 DC 偏移量意味着空间减少了 205 LSB，即实际上导致 ADC 的动态范围缩小了 0.9dB。 为了最大限度地减少 LO 与 RF 输入之间的泄漏，应谨慎地隔离这两个信号。在 PCB 布局中，需把这两个信号的印制线彼此分离以阻止交叉耦合。即使有可量度的泄漏至 RF 端口，LO 信号也将发生自混频，从而在输出中形成一个 DC 偏移项。幸运的是，LO 电平常常是恒定的，因此 DC 偏移也是恒定的，而且能轻松地通过调节予以消除。更成问题的是 RF 输入，它会在一个很宽的信号电平范围内变化。至 LO 输入端的任何的信号泄漏都将发生自混频，并在信号变化时产生一个动态 DC 偏移电压。这将使解调信号产生失真。因此，保持很少的泄漏将有助于最大限度地抑制 DC 偏移。 直接转换接收器的潜在成本优势 零中频接收器因其潜在的成本节省优势而特别引人注目。如上文所述，RF 信号被解调至一个低频基带。在较低的频率下，滤波器的设计变得较为容易。此外，零中频解调在基带上还不会产生镜频，因而免除了增设一个相对昂贵的 SAW 滤波器之需。或许其中最吸引人的一点是 ADC 采样速率可以显著减低。在我们上面所举的例子中，利用一个双通道 310Msps ADC （例如：凌力尔特的 LTC2258-14） 即可有效地满足 150MHz 的 I 和 Q 基带带宽，而不必去使用一个贵得多的较高采样速率 ADC。 |
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加入小组17626.6标准中关于CDN的疑问？以及实际钳注入测试中是否需要对AE和EUT同时接CDN？
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