一步一步地说明如何计算这些MOSFET的耗散功率

　　图2.典型功率MOSFET的导通电阻的温度系数在0.35%每度（绿线）至0.5%每度（红线）之间
　　如果拿不准，可以用一个较差的温度系数和MOSFET的+25°C规格（或+125°C规格，如果有的话）近似估算在选定的TJ（HOT）下的最大RDS（ON）：
　　RDS（ON）HOT=RDS（ON）SPEC［1+0.005×（TJ（HOT）-TSPEC）］
　　其中，RDS（ON）SPEC是计算所用的MOSFET导通电阻，TSPEC是规定RDS（ON）SPEC时的温度。利用计算出的RDS（ON）HOT，可以确定同步整流器和开关MOSFET的功率消耗，具体做法如下所述。
　　在下面的章节中，我们将讨论如何计算各个MOSFET在给定的管芯温度下的功率消耗，以及完成迭代过程的后续步骤（整个过程详述于图1）。
　　同步整流器的功耗
　　除最轻负载以外，各种情况下同步整流器MOSFET的漏-源电压在打开和关闭过程中都会被续流二极管钳位。因此，同步整流器几乎没有开关损耗，它的功率消耗很容易计算。只需要考虑阻性损耗即可。
　　最坏情况下的损耗发生在同步整流器工作在最大占空比时，也就是当输入电压达到最大时。利用同步整流器的RDS（ON）HOT和工作占空比，通过欧姆定律，我们可以近似计算出它的功率消耗：
　　PDSYNCHRONOUSRECTIFIER=［ILOAD×RDS（ON）HOT］×［1-（VOUT/VINMAX）］
　　开关MOSFET的功耗
　　开关MOSFET的阻性损耗计算和同步整流器非常相似，也要利用它的占空比（不同于前者）和RDS（ON）HOT：
　　PDRESISTIVE=［ILOAD×RDS（ON）HOT］×（VOUT/VIN）
　　开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难，因为它依赖于许多难以量化并且通常没有规格的因素，这些因素同时影响到打开和关闭过程。我们可以首先用以下粗略的近似公式对某个MOSFET进行评价，然后通过实验对其性能进行验证：
　　PDSWITCHING=（CRSS×VIN×fSW×ILOAD）/IGATE
　　其中CRSS是MOSFET的反向传输电容（数据资料中的一个参数），fSW为开关频率，IGATE是MOSFET的栅极驱动器在MOSFET处于临界导通（VGS位于栅极充电曲线的平坦区域）时的吸收/源出电流。
　　一旦基于成本因素将选择范围缩小到了特定的某一代MOSFET（不同代MOSFET的成本差别很大），我们就可以在这一代的器件中找到一个能够使功率耗散最小的器件。这个器件应该具有均衡的阻性和开关损耗。使用更小（更快）的MOSFET所增加的阻性损耗将超过它在开关损耗方面的降低，而更大（RDS（ON）更低）的器件所增加的开关损耗将超过它对于阻性损耗的降低。
　　如果VIN是变化的，需要在VIN（MAX）和VIN（MIN）下分别计算开关MOSFET的功率耗散。MOSFET功率耗散的最坏情况可能会出现在最低或最高输入电压下。该耗散功率是两种因素之和：在VIN（MIN）时达到最高的阻性耗散（占空比较高），以及在VIN（MAX）时达到最高的开关损耗（由于VIN项的缘故）。一个好的选择应该在VIN的两种极端情况下具有大致相同的耗散，并且在整个VIN范围内保持均衡的阻性和开关损耗。
　　如果损耗在VIN（MIN）时明显高出，则阻性损耗起主导作用。这种情况下，可以考虑用一个更大一点的开关MOSFET（或将一个以上的多个管子相并联）以降低RDS（ON）。但如果在VIN（MAX）时损耗显著高出，则应该考虑降低开关MOSFET的尺寸（如果是多管并联的话，或者去掉一个MOSFET），以便使其开关速度更快一点。
　　如果阻性和开关损耗已达平衡，但总功耗仍然过高，有多种办法可以解决：
　　改变问题的定义。例如，重新定义输入电压范围。
　　改变开关频率以便降低开关损耗，有可能使用更大一点的、RDS（ON）更低的开关MOSFET。
　　增加栅极驱动电流，有可能降低开关损耗。MOSFET自身的内部栅极电阻最终限制了栅极驱动电流，实际上限制了这种方法的有效性。
　　采用一个改进技术的MOSFET，以便同时获得更快的开关速度、更低的RDS（ON）和更低的栅极电阻。
　　脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的，因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉。
　　热阻
　　下一步是要计算每个MOSFET周围的环境温度，在这个温度下，MOSFET结温将达到我们的假定值（按照前面图1所示的迭代过程，确定合适的MOSFET来作为同步整流器和开关MOSFET）。为此，首先需要确定每个MOSFET结到环境的热阻（ΘJA）。
　　热阻的估算可能会比较困难。单一器件在一个简单PCB上的ΘJA测算相对容易一些，而要在一个系统内去预测实际电源的热性能是很困难的，那里有许多热源在争夺有限的散热通道。如果有多个MOSFET被并联使用，其整体热阻的计算方法，和计算两个以上并联电阻的等效电阻一样。
　　我们可以从MOSFET的ΘJA规格开始。对于单一管芯、8引脚封装的MOSFET来讲，ΘJA通常接近于62°C/W。其他类型的封装，有些带有散热片或裸露的导热片，其热阻一般会在40°C/W至50°C/W（表1）。
　　表1.MOSFET封装的典型热阻

　　注：同样封装类型的不同器件，以及不同制造商出品的相似封装的热阻各不相同，和封装的机械特性、管芯尺寸和安装及绑定方法有关。需仔细考虑MOSFET数据资料中的热信息。
　　可以用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升：
　　TJ（RISE）=PDDEVICETOTAL×ΘJA
　　接下来，计算导致管芯达到预定TJ（HOT）时的环境温度：
　　TAMBIENT=TJ（HOT）-TJ（RISE）
　　如果计算出的TAMBIENT低于机壳的最大额定环境温度（意味着机壳的最大额定环境温度将导致MOSFET的预定TJ（HOT）被突破），必须采用下列一条或更多措施：
　　升高预定的TJ（HOT），但不要超出数据手册规定的最大值。
　　选择更合适的MOSFET以降低MOSFET的功耗。
　　通过增加气流或MOSFET周围的铜膜降低ΘJA。
　　重算TAMBIENT（采用速算表可以简化计算过程，经过多次反复方可选出一个可接受的设计）。另一方面，如果计算出的TAMBIENT高出机壳的最大额定环境温度很多，可以采取下述可选步骤中的任何一条或全部：
　　降低预定的TJ（HOT）。
　　减小专用于MOSFET散热的覆铜面积。
　　采用更廉价的MOSFET。
　　最后这几个步骤是可选的，因为在此情况下MOSFET不会因过热而损坏。不过，通过这些步骤，只要保证TAMBIENT高出机壳最高温度一定裕量，我们可以降低线路板面积和成本。
　　上述计算过程中最大的误差源来自于ΘJA。你应该仔细阅读数据资料中有关ΘJA规格的所有注释。一般规范都假定器件安装在1in的2oz铜膜上。铜膜耗散了大部分的功率，不同数量的铜膜ΘJA差别很大。例如，带有1in铜膜的D-Pak封装ΘJA会达到50°C/W。但是如果只将铜膜铺设在引脚的下面，ΘJA将高出两倍（表1）。
　　如果将多个MOSFET并联使用，ΘJA主要取决于它们所安装的铜膜面积。两个器件的等效ΘJA可以是单个器件的一半，但必须同时加倍铜膜面积。也就是说，增加一个并联的MOSFET而不增加铜膜的话，可以使RDS（ON）减半但不会改变ΘJA很多。
　　最后，ΘJA规范通常都假定没有任何其它器件向铜膜的散热区传递热量。但在高电流情况下，功率通路上的每个元件，甚至是PCB引线都会产生热量。为了避免MOSFET过热，需仔细估算实际情况下的ΘJA，并采取下列措施：
　　仔细研究选定MOSFET现有的热性能方面的信息。
　　考察是否有足够的空间，以便设置更多的铜膜、散热器和其它器件。
　　确定是否有可能增加气流。
　　观察一下在假定的散热路径上，是否有其它显著散热的器件。
　　估计一下来自周围元件或空间的过剩热量或冷量。
　　设计实例
　　图3所示的CPU核电源提供1.5V/60A输出。两个工作于300kHz的相同的30A功率级总共提供60A输出电流。MAX1544IC驱动两级电路，采用180°错相工作方式。该电源的输入范围7V至24V，机壳的最大额定环境温度为+60°C。

　　图3.该降压型开关调节器中的MOSFET经由本文所述的迭代过程选出。板级设计者通常采用该类型的开关调节器驱动今天的高性能CPU。
　　同步整流器由两片并联的IRF6603MOSFET组成，组合器件的最大RDS（ON）在室温下为2.75mΩ，在+125°C（预定的TJ（HOT））下近似为4.13mΩ。在最大占空比94%，30A负载电流，以及4.13mΩ最大RDS（ON）时，这些并联MOSFET的功耗大约为3.5W。提供2in铜膜来耗散这些功率，总体ΘJA大约为18°C/W，该热阻值取自MOSFET的数据资料。组合MOSFET的温升将接近于+63°C，因此该设计应该能够工作在最高+60°C的环境温度下。
　　开关MOSFET由两只IRF6604MOSFET并联组成，组合器件的最大RDS（ON）在室温下为6.5mΩ，在+125°C（预定的TJ（HOT））下近似为9.75mΩ。组合后的CRSS为380pF。MAX1544的1Ω高边栅极驱动器可提供将近1.6A的驱动。VIN=7V时，阻性损耗为1.63W，而开关损耗近似为0.105W。输入为VIN=24V时，阻性损耗为0.475W而开关损耗近似为1.23W。总损耗在各输入工作点大致相等，最坏情况（最低VIN）下的总损耗为1.74W。
　　28°C/W的ΘJA将产生+46°C的温升，允许工作于最高+80°C的环境温度。若环境温度高于封装的最大规定温度，设计人员应考虑减小用于MOSFET的覆铜面积，尽管该步骤不是必须的。本例中的覆铜面积只单独考虑了MOSFET的需求。如果还有其它器件向这个区域散热的话，可能还需要更多的覆铜面积。如果没有足够的空间增加覆铜，则可以降低总功耗，传递热量到低耗散区，或者采用主动的办法将热量移走。
　　结论
　　热管理是大功率便携式设计中难度较大的领域之一。这种难度迫使我们有必要采用上述迭代过程。尽管该过程能够引领板级设计者靠近最终设计，但是还必须通过实验来最终确定设计流程是否足够精确。计算MOSFET的热性能，为它们提供足够的耗散途径，然后在实验室中检验这些计算，这样有助于获得一个健壮的热设计。


原作者：北京稳固得电子

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