如何选择电流感应放大器？

　　选择用于三相电机驱动器的基于分流器的电流感应放大器
　　精确的相电流采样会对矢量控制的工业电机驱动器三相逆变 器的性能产生重大影响。可以通过霍尔效应传感器、磁通门传 感器、基于变压器的磁传感器或分流电阻器来测量电机相电 流。磁传感器可提供天然的隔离和宽电流范围，而分流器解决 方案则是具有成本效益的高线性、高带宽感应选项。相电流可 能会高达 100A，三相逆变器的工作电压 介于 110 到 690VAC 或 12 到 60VDC 之间。为了获得电机相电 流，通常将分流器放在连接到接地端的直流链路回路处、底部 开关与接地端之间或者与电机的三相电源内联（参阅 图 1 ）。 每个分流器位置都各自利弊且具体要求不一，因此放大器 可以将小分流电压转换为模拟信号或数字信号以供微控制 器 （MCU） 处理。 图 2 显示了每个分流器位置在一个脉宽调制 （PWM） 周期中的理想分流电流与相电流。
　　
　　
　　从系统的角度来看，电机直列式分流器可提供重要的性能优势，而从放大器的角度来看，低侧分流器是成本更低的解决方案，如表 1 所示。
　　
　　在基于分流器的系统中，分流电阻和封装要同时兼顾精度、热性能、PCB 尺寸和成本。在电机驱动器中，分流电阻确保在最大相电流时的压降通常介于 ±25mV 到 ±250mV 之间。随后的放大器将小双极分流电压转换为典型的单极输出电压，并使偏置电流与 ADC 的 3V 到 5V 输入范围匹配。增益设置通常介于10 到 100V 之间。
　　对于这三种分流器位置，随温度变化的分流电阻容差和漂移以及放大器的增益、输入失调电压和相关漂移都会对精度产生类似的影响。
　　考虑一个最大电压为 ±50mV（100mV 满量程输入范围）的分流器，并假设每个参数在工业温度范围内都不会造成超过±0.1% 的绝对误差。放大器输入失调电压不能 ≤100µV 且失调电压漂移必须 ≤1µV/°C。放大器的增益设置电阻器以及分流器需要具有 0.1% 的容差以及 ≤10ppm/°C 的漂移。当然，并非所有驱动器都要求如此高的精度和参数尺度。与增益误差不同，失调电压误差通常更为关键，因为它会造成与电流大小无关的绝对误差，特别是在低电流条件下会影响逆变器的性能。
　　位置 1：直流链路与接地端之间的单一分流器
　　单一直流链路分流器在低成本、低功耗、矢量控制的风扇和泵中更为常用，在工业交流和伺服驱动器中用的较少。每个PWM 周期中，必须在两种不同的 PWM 开关状态下测量两次直流链路电流，以重建三相电流。要在如此小的电压条件下且在短测量周期内执行测量，需要使用类似 TI OPA835 的放大器。这款放大器可提供至少高达 20MHz 的大信号单位增益带宽和可以在 《1μs 内保持稳定的高压摆率 （》10V/µs）。这种方法不适用于零相电压，因为除非使用复杂的 PWM 补偿算法延长，否则所有三个 PWM 占空比都是 50%。
　　位置 2：低侧分流器低侧分流器
　　非常适合功率高达约 5kW 的紧凑型交流线路馈电逆变器，以及采用连接到电源接地端的非隔离式控制 MCU 的12 到 60VDC 馈电电机驱动器。这些分流器可以放在三相逆变器的两个或三个引脚上。和随后的 ADC 一样，放大器应采用单电源供电运行。由于分流器压降以接地端为基准，因此接近于接地负轨的输入共模电压至关重要。为了在开关期间从接地反弹去耦，差分到单端配置中的放大器会将小双极分流电压转换为单极电压（通常为0V 到 3.3V， 中偏置为 1.65V），以驱动 ADC。放大器的关键参数包括：
　　• 输入共模电压几乎为零的轨至轨输入。
　　• 轨至轨输出。
　　• 单电源电压。
　　• 失调电压和失调电压漂移，此参数可能不那么重要，因为可 以在低侧开关关闭时在每个 PWM 周期中测量失调电压。
　　• 带宽和压摆率，这两个参数会影响最短稳定时间，此时间应 小于低侧开关的特定最短开通时间。
　　当使用三个分流器时，用于实现极短低侧打开时间的权变措施应当只考虑具有最长打开时间的两个相位，并计算出第三 个相位。这种方法不适用于双分流器解决方案；但是，放大器 必须至少在指定的最短开通时间内保持稳定，通常甚至要在 一半的最短开通时间内保持稳定，因为 PWM 通常以对称方式 对电流进行采样。
　　当使用三个分流器时，用于实现极短低侧打开时间的权变措施应当只考虑具有最长打开时间的两个相位，并计算出第三个相位。这种方法不适用于双分流器解决方案；但是，放大器必须至少在指定的最短开通时间内保持稳定，通常甚至要在一半的最短开通时间内保持稳定，因为PWM 通常以对称方式对电流进行采样。
　　表2 提供了单位带宽增益积为 10MHz 的放大器（例如TLV9062）的示例稳定时间。 TLV9062满足这些规格要求并在单个8 引脚封装中提供双放大器，因此，对于使用两个低侧相脚分流方法的系统，其BOM成本可降至最低。
　　为了进一步减少BOM，设计人员可以取消外部增益设置电阻器和具有内部固定增益设置的放大器，例如INA181、INA2181（双通道）和INA4181（四通道）电流感应放大器。
　　位置 3：直列式电机分流器
　　对于 12 到 60VDC 馈送逆变器，非隔离式电流感应放大器以直流接地为基准，这种方法因可降低系统成本而极具吸引力。主要的挑战在于巨大的共模电压，这一电压甚至比满量程的分流电压还高 100 到 1，000 倍。这样就需要使用具有以下特性的放大器：
　　•非常高的直流和交流共模抑制比 （CMRR），可精确测量电流，而不会在瞬变之后产生长恢复纹波。直流 CMRR 应至少为 -100dB，输出应在几微秒内保持稳定。表 3 概要介绍了 CMRR 的影响。
　　•用于在开关期间提供裕度的至少 -1V 到 70V 的宽共模电压范围，且直流链路电压在电机制动期间增大。
　　和随后的 ADC 或嵌入了 MCU 的 ADC 一样，放大器应采用 3.3V 单电源运行。这样就无需使用钳位二极管来保护ADC 输入。具有 400kHz 配置增益的放大器带宽可提供用时≤1µs（10% 到 90%）的过电流采样。采用这种配置时，很难补偿失调电压和增益误差，特别是在工作温度范围内。如前所述，失调电压和失调电压漂移对于逆变器的低电流性能至关重要，可接受的失调电压误差取决于所需的电流测量精度。
　　
　　图3 显示了采用增强PWM抑制和48V 三相 GaN逆变器的电流采样放大器（INA240）的瞬态响应。借助高的直流和交流共模抑制，相电流可以在大约2.5µs内趋稳。假设执行中心对齐的采样，为了精确测量相应相电流而需要的最短PWM开通或关闭时间为5µs。为了缩短开通/关闭时间，使用三分流器方法可以从另外两个具有更长开通/关闭时间的相位计算出第三个相电流。
　　
　　隔离式直列式相电流采样
　　对于具有 300 到 1200VDC 直流链路电压的交流线路馈送逆 变器，隔离式放大器或 Δ-Σ 调制器可通过直列式分流器提供 精确的相电流感应。隔离功能可以对表 1 中所示的高共模电 压和瞬变进行抑制。由于工业电机驱动器需要满足国际电工 委员会 （IEC） 61800-5-1 电气安全要求，因此需要进行基本绝 缘或增强绝缘。基本或增强隔离式放大器和 Δ-Σ 调制器可用 于此目的。
　　隔离式 Δ-Σ 调制器
　　图 4显示了使用直列式分流器和隔离式 Δ-Σ 调制器执行的隔离相电流测量。这种方法可以测量三相电流或两相电流并相应计算出第三个相电流。浮地分流电压经过低通滤波、放大并馈送到二阶 Δ-Σ 调制器中，随后与输出隔离。隔离式输出是调制器时钟频率（通常为 5MHz 到 20MHz）下的 1 和 0 组成的位流。MCU 中的抽取滤波器必须处理此位流，以获得精确的高分辨率结果。
　　从系统的角度来看，隔离式 Δ-Σ 调制器应当提供：
　　•一个带有抗混叠滤波器的增益放大器。
　　– ±50mV 的输入范围与传统的 ±250mV 范围相比可以将分流器损耗减少 80%。
　　– 非常低的增益、失调电压和相关漂移对于精度至关重要，因为很难对它们进行补偿。非常低并具有 1µV/°C 漂移的50µV 失调电压可以在 25°C 到 85°C 的温度范围内实现小于0.11% 的误差。
　　– 集成式抗混叠滤波器会将噪声衰减到调制器时钟频率的一半以上，以免噪声再次混叠并影响目标频带内的精度。
　　– 共模输入电压应当至少是负满量程输入范围的一半。
　　•以 20MHz 时钟频率运行的 Δ-Σ 调制器，以便能够执行高精度、高线性、低延迟的电流感应。具有曼彻斯特编码位流选项的调制器可以简化从处理器到所有三个调制器的时钟路径。
　　•宽范围高侧电源电压和低电流消耗，最好使用集成式低压降稳压器（例如 AMC1304），以便能够使用浮动栅极驱动电源。
　　•诊断功能，可检测高侧功率损耗，以免产生难以预料的测量结果。
　　•基本或增强隔离，对电磁场具有高抗扰度并具有至少 10kV/µs 的高共模瞬态抗扰度 （CMTI），可抑制开关节点瞬态。
　　•互补金属氧化物半导体或低电压差分信号 （LVDS） 数字接口选件。在高噪声环境中和对于长走线，LVDS 可实现更高的共模噪声抗扰度。
　　
　　处理器的抽取低通滤波器（例如 sinc 滤波器）通过切断高频率 噪声来设置输出信号的带宽和分辨率。有效位数 （ENOB） 和建 立时间会随着 sinc 滤波器阶数和过采样率的增大而增加；参 阅 图 5 。数字滤波器的优势是可以在软件中配置分辨率与带宽 和稳定时间的关系，并可以对同一个位流应用两个或更多的 滤波器。这一优势有助于实现高分辨率相电流，以进行精确控 制（例如使用 sinc 3 滤波器实现的 12 ENOB 和 64 次过采样） 和非常快的过电流感应（例如使用 sinc 3 滤波器实现的 1.2µs 和 8 次过采样）。
　　
　　隔离式放大器
　　图 6 显示了使用隔离式放大器的相电流采样。隔离式放大器的非隔离式子系统（显示为红色）与图 4 中的隔离式 Δ-Σ 调制器相同。主要区别在于包含输出滤波器（以蓝色显示的子系统）。具有固定截止频率的有源低通滤波器可消除位流中的高频率量化噪声，并提供高线性差分模拟输出。前面应该列出的Δ-Σ 调制器的特性也适用于隔离式放大器。但模拟带宽和稳定时间由硬件固定，并取决于器件的特定振荡器时钟和隔离式放大器的低通滤波器。
　　基于隔离式放大器的相电流感应系统具有三个转换级：隔离式放大器、一个额外的差分到单端放大器和（通常情况下具有）单端的 12 位逐次逼近寄存器 ADC。短路检测要求每个相位具有一个额外的窗口比较器。
　　主要系统优势在于，简单的模拟接口可连接多种嵌入了 ADC的 MCU。对于单端 ADC，需要另一个不会导致性能下降的运算放大器。为了提高噪声抗扰度，应将运算放大器放在靠近MCU 的位置，以保持尽可能长的模拟走线差分。从系统性能的角度来看，隔离式 Δ-Σ 调制器系统非常出色。表 4 提供了比较。
　　结论
　　TI 为本文中介绍的每种系统配置提供了一个参考设计，并提 供了详细的硬件设计指南和系统测试结果。