请问如何去实现BDLC电机的正弦整流换向？

　　BLDC电机转动时，每个绕组都会产生反电动势电压（BEMF），根据楞次定律，其方向与提供给绕组的主电压相反。这个反电动势极性与历次电压相反。因此绕组两端的压降可以通过供电电压减去反电动势值算出。使用反电动势常数设计方法如下：当电机以额定转速运行时，反电动势和供电电压间的电势差足以是电机消耗额定电流，提供额定转矩。如果电机转速超过额定转速，反电动势会显著增长，从而降低绕组两端的压降，减小电流，从而导致转矩曲线下降。
　　由于电机做功主要体现在有效值电压上，因此反电动势测试主要是测试反电动势有效值。
　　反电动势主要取决于三个因素：
　　（1） 转子角速度……对于测试设备来说就是伺服拖动转速；
　　（2） 转子此题产生的磁场……产品固定时此为常量；
　　（3） 定子绕组的匝数……产品固定时此为常量；
　　反电动势常数： Ke 单位：V/rpm或V/Krpm或V/rad/s；因此推荐在1000rpm下对托测试转速。
　　公式：
　　BEMF=（E）∝ NLRBω
　　N：每相绕组的匝数；
　　L：转子的长度（磁铁部分）；
　　R：转子的内径；
　　B：转子磁场密度；
　　ω：电机的角速度。
　　BLDC电机控制算法
　　无刷电机属于自换流型（自我方向转换），因此控制起来更加复杂。
　　BLDC电机控制要求了解电机进行整流转向的转子位置和机制。对于闭环速度控制，有两个附加要求，即对于转子速度/或电机电流以及PWM信号进行测量，以控制电机速度功率。
　　BLDC电机可以根据应用要求采用边排列或中心排列PWM信号。大多数应用仅要求速度变化操作，将采用6个独立的边排列PWM信号。这就提供了最高的分辨率。如果应用要求服务器定位、能耗制动或动力倒转，推荐使用补充的中心排列PWM信号。
　　为了感应转子位置，BLDC电机采用霍尔效应传感器来提供绝对定位感应。这就导致了更多线的使用和更高的成本。无传感器BLDC控制省去了对于霍尔传感器的需要，而是采用电机的反电动势（电动势）来预测转子位置。无传感器控制对于像风扇和泵这样的低成本变速应用至关重要。在采有BLDC电机时，冰箱和空调压缩机也需要无传感器控制。
　　死区的插入和补充
　　许多不同的控制算法都被用以提供对于BLDC电机的控制。典型地，将功率晶体管用作线性稳压器来控制电机电压。当驱动高功率电机时，这种方法并不实用。高功率电机必须采用PWM控制，并要求一个微控制器来提供起动和控制功能。
　　控制算法必须提供下列三项功能：
　　· 用于控制电机速度的PWM电压
　　· 用于对电机进整流换向的机制
　　· 利用反电动势或霍尔传感器来预测转子位置的方法
　　脉冲宽度调制仅用于将可变电压应用到电机绕组。有效电压与PWM占空度成正比。当得到适当的整流换向时，BLDC的扭矩速度特性与一下直流电机相同。可以用可变电压来控制电机的速度和可变转矩。
　　功率晶体管的换向实现了定子中的适当绕组，可根据转子位置生成最佳的转矩。在一个BLDC电机中，MCU必须知道转子的位置并能够在恰当的时间进行整流换向。
　　BLDC电机的梯形整流换向
　　对于直流无刷电机的最简单的方法之一是采用所谓的梯形整流换向。
　　
　　图1：用于BLDC电机的梯形控制器的简化框图
　　在这个原理图中，每一次要通过一对电机终端来控制电流，而第三个电机终端总是与电源电子性断开。
　　嵌入大电机中的三种霍尔器件用于提供数字信号，它们在60度的扇形区内测量转子位置，并在电机控制器上提供这些信息。由于每次两个绕组上的电流量相等，而第三个绕组上的电流为零，这种方法仅能产生具有六个方向共中之一的电流空间矢量。随着电机的转向，电机终端的电流在每转60度时，电开关一次（整流换向），因此电流空间矢量总是在90度相移的最接近30度的位置。
　　
　　图2：梯形控制：驱动波形和整流处的转矩
　　因此每个绕组的电流波型为梯形，从零开始到正电流再到零然后再到负电流。
　　这就产生了电流空间矢量，当它随着转子的旋转在6个不同的方向上进行步升时，它将接近平衡旋转。
　　在像空调和冰霜这样的电机应用中，采用霍尔传感器并不是一个不变的选择。在非联绕组中感应的反电动势传感器可以用来取得相同的结果。
　　这种梯形驱动系统因其控制电路的简易性而非常普通，但是它们在整流过程中却要遭遇转矩纹波问题。
　　BDLC电机的正弦整流换向
　　梯形整流换向还不足以为提供平衡、精准的无刷直流电机控制。这主要是因为在一个三相无刷电机（带有一个正统波反电动势）中所产生的转矩由下列等式来定义：
　　转轴转矩= Kt ［IRSin（o） + ISSin（o+120） +ITSin（o+240）］
　　其中：
　　o为转轴的电角度
　　Kt为电机的转矩常数
　　IR， IS和IT为相位电流
　　如果相位电流是正弦的：IR = I0Sino; IS = I0Sin （+120o）; IT = I0Sin （+240o）
　　将得到：
　　转轴转矩= 1.5I0*Kt（一个独立于转轴角度的常数）
　　正弦整流换向无刷电机控制器努力驱动三个电机绕组，其三路电流随着电机转动而平稳的进行正弦变化。选择这些电流的相关相位，这样它们将会产生平稳的转子电流空间矢量，方向是与转子正交的方向，并具有不变量。这就消除了与北形转向相关的转矩纹波和转向脉冲。
　　为了随着电机的旋转，生成电机电流的平稳的正弦波调制，就要求对于转子位置有一个精确有测量。霍尔器件仅提供了对于转子位置的粗略计算，还不足以达到目的要求。基于这个原因，就要求从编码器或相似器件发出角反馈。
　　
　　图3：BLDC电机正弦波控制器的简化框图
　　由于绕组电流必须结合产生一个平稳的常量转子电流空间矢量，而且定子绕组的每个定位相距120度角，因此每个线组的电流必须是正弦的而且相移为120度。采用编码器中的位置信息来对两个正弦波进行合成，两个间的相移为120度。然后，将这些信号乘以转矩命令，因此正弦波的振幅与所需要的转矩成正比。结果，两个正弦波电流命令得到恰当的定相，从而在正交方向产生转动定子电流空间矢量。
　　正弦电流命令信号输出一对在两个适当的电机绕组中调制电流的P-I控制器。第三个转子绕组中的电流是受控绕组电流的负和，因此不能被分别控制。每个P-I控制器的输出被送到一个PWM调制器，然后送到输出桥和两个电机终端。应用到第三个电机终端的电压源于应用到前两个线组的信号的负数和，适当用于分别间隔120度的三个正弦电压。
　　结果，实际输出电流波型精确的跟踪正弦电流命令信号，所得电流空间矢量平稳转动，在量上得以稳定并以所需的方向定位。
　　一般通过梯形整流转向，不能达到稳定控制的正弦整流转向结果。然而，由于其在低电机速度下效率很高，在高电机速度下将会分开。这是由于速度提高，电流回流控制器必须跟踪一个增加频率的正弦信号。同时，它们必须克服随着速度提高在振幅和频率下增加的电机的反电动势。
　　由于P-I控制器具有有限增益和频率响应，对于电流控制回路的时间变量干扰将引起相位滞后和电机电流中的增益误差，速度越高，误差越大。这将干扰电流空间矢量相对于转子的方向，从而引起与正交方向产生位移。
　　当产生这种情况时，通过一定量的电流可以产生较小的转矩，因此需要更多的电流来保持转矩，效率降低。随着速度的增加，这种降低将会延续。在某种程度上，电流的相位位移超过90度。当产生这种情况时，转矩减至为零。通过正弦的结合，上面这点的速度导致了负转矩，因此也就无法实现。