怎么实现满足IEEE 802.11g/a标准的双频低噪放的设计？

　　简介
　　高集成低成本的射频电路目前已经成为便携式无线设备设计的基本原则，而接收灵敏度已经成为无线网络应用的瓶颈。低噪声放大器在保证无线设备稳定接收信号起到了重要的作用。本文主要描述了满足IEEE 802.11g/a标准的双频低噪放的设计与实现。这种双频低噪放封装在3mm*3mm模块内，只需要两个额外的旁路电容即可实现器件性能。
　　双频低噪放
　　能够同时覆盖IEEE 802.11g/a标准的双频的低噪放必须同时在2.4GHz和5GHz频段上具有低电流、高增益和低噪声的特性。另外，5GHz频段的放大器必须覆盖4.9GHz-5.9GHz的带宽，因为不同的国家在5GHz频段的具体频率有所不同，这表示低噪放必须在20% 的带宽范围内表现相同的性能。
　　这篇文章讨论的是能够同时满足2.4GHz和4.9GHz-5.9GHz频段的WLAN双频低噪放设计。这种低噪放的制造工艺采用安华高特有的增强型pHEMT GaAs工艺，3mm*3mm塑料封装。
　　
　　表格1显示了双频低噪放的主要性能参数
　　显然以上这个双频低噪放的特性是非常具有挑战性的，而且这种特性必须满足批量生产制造的要求。图1显示了800微米工艺的场效应晶体管在不同偏置电压下的噪声系数特性，测试误差在0.05dB左右，噪声特性非常优秀。
　　
　　图1、NFmin vs Id and Vd for a 800 μm gate width pHEMT FET
　　仿真模型是从不同的器件中提取，包括小信号和大信号特性。精确模型需要在ADS软件器件库中获取，这种模型适用于宽偏置范围，这点对设计师比较重要能够找到最优的解决方案。
　　2.4GHz低噪放设计
　　2.4GHz低噪放需要用到级联结构，两级设计能够提供更高的增益和电流再利用。另外级联结构能够在相同的电流驱动下获得更高的线性，图2显示级联结构的原理图。
　　
　　图2、Cascode LNA for the 2.4 GHz band
　　Q1和Q2形成了增益级联场效应晶体管结构，电感L2和电容C2形成L-C振荡器负载用于在2.4GHz输出信号。Q1源极电感到地能在提供反馈的同时改善输入匹配和噪声。Q1栅极的输入阻抗可由以下公式计算：
　　
　　公式中的gm是Q1的跨导，Ls是Q1源端的总感抗值，这个值是晶圆间的金线连接和PCB的通孔电感之和。L3用于贴片元件低噪放器件的输入端匹配，需要尽可能靠近输入端来减小噪声系数阻抗。电容C3是Q2的射频旁路电容。电容C1和C8是隔直电容。场效应晶体管Q4起到镜像电流偏置作用。Q2栅极电压由电阻R1和R2分压提供，场效应晶体管Q3起到关断开关作用。
　　在2.4GHz频段，寄生参数效应明显的影响器件性能，包括绕线电感的插损和封装接线的耦合效应。例如，Q2漏极的L-C谐振电路需要封装在芯片内部，因此需要严格的模型仿真。绕线电感的仿真结果如下图
　　
　　图3、Inductance value vs. frequency and number of turns
　　
　　图4、Q factor vs. frequency and number of turns Figure
　　图3和图4显示电感和Q值随频率的变化曲线。这些仿真结果用于电路级元件来仿真完整的低噪放器件。不需要优化电路，这些仿真结果也显示2.4GHz中心频率的峰值增益。在高频条件下，电感的金属化部分产生的表面效应相当于串联电阻。增益，噪声系数和回波损耗都需要满足规格指标。在ADS软件中的进一步优化能有效的改善性能。下图显示了优化后的低噪放性能。
　　
　　图5、Gain， return loss and Noise Figure of the 2.4 GHz LNA after optimization
　　5GHz低噪放设计
　　不同于2.4GHz低噪放，5GHz的低噪放需要在20% 的带宽内保持增益和噪声系数的平坦性。两级放大器能够满足这些规格要求，图6显示5GHz低噪放设计原理图。
　　在每一级放大器中仍然采用了感性负载，L2和L4均集成在芯片里。输入阻抗和噪声匹配采用2.4GHz设计中类似的处理方式，即采用源极电感和栅极分流输入电感。R10和C3构成的R-C反馈电路用于第二级改善输出匹配。电感L3和电容C2形成了高通级间匹配。这种匹配补偿了由第一级造成的负增益，因此总的增益能够形成以5.5GHz为中心的频率的带通效应。C3是匹配网络的射频对地电容。R4和C4构成的R-C网络通过C3提高放大器的稳定性。Q2的源极通过背面过孔接地。
　　ADS不同的模型能够实现无源器件的非理想特性。封装接线的耦合效应在5GHz设计中比较明显，各种模型通过仿真能够精确的模仿实际性能。图7显示了理想元件下的5GHz低噪放仿真结果（a）和优化后的非理想元件仿真结果（b）。
　　
　　图6、Schematic of a two-stage LNA for 5-6 GHz band
　　
　　图7、Gain， return loss and Noise Figure for ideal components （red） and non-ideal components （blue）
　　在S22表中显示了非理想参数模型下增益峰值移动现象。更完全的仿真是在多端口S参数下进行版图仿真，如图8所示。
　　
　　图8、Momentum simulation of the complete layout
　　仿真结果显示电感耦合效应明显的影响了频率响应特性。电感耦合通过高电流密度区域影响了器件的1dB压缩点性能，仿真结果如图9
　　
　　图9、5 GHz LNA simulation result with Momentum data
　　
　　图10、Fabricated die picture of the dual band LNA
　　双频低噪放的测量与仿真结果对比如图11和12。两者之间的差异主要是晶圆与PCB地的相互作用和芯片塑料封装造成的影响。这些因素导致器件的频率响应特性曲线移动和降低电路元件的Q值，进一步影响到S22响应特性和高频增益曲线。忽视这些影响，符合WLAN 频段的响应曲线能够表现出好的噪声系数和增益特性。
　　
　　图11、Measured （solid） vs. simulated （dotted） performance for 2.4 GHz LNA
　　
　　图12、Measured （solid） vs. simulated （dotted） performance for 5-6 GHz LNA
　　结论
　　双频WLAN低噪放需要进行权衡设计。文章中显示的E-M仿真和电路级仿真都是紧凑设计中不可缺少的。在2.45GHz频段，低噪放特行如下：增益17dB，电路14mA，噪声系数0.9dB，输入P-1dB是-5.5dBm，输入IP3是5.5dBm。在5GHz频段，低噪放特性如下：增益22-24dB，电路22mA，噪声系数1.5dB，输入P-1dB是-14dBm，输入IP3是-2dBm。在模块中采用了一种输入匹配设计，这种双频低噪放采用3mm*3mm塑料封装，只需要两个额外的旁路电容即可实现器件性能。