求一款高精度双极带隙基准电路的设计方案

　　引言
　　电压基准广泛地应用在模拟电路中，在A/D、D/A的集成电路设计中，也需要基准来确定其输入或输出的全程范围。随着电路系统的不断复杂化，对基准源的要求也越来越高。尽管MOS器件的许多参数已被考虑用于基准产生，但双极电路，因其晶体管的特征参数具有最好的重复性，并能提供正温度系数和负温度系数的、严格定义的量，形成了此类电路的核心。由于基准源的精度与温度有关，提高精度必须降低温度系数。因此本文采用温度补偿及负反馈的方法，大大的降低了基准电压的温度系数，并且在宽电源电压幅度范围作用下，使其仍具有很好的电源抑制特性和很高的电源抑制比PSRR（Power-Supply Rejection Ratio）。
　　带隙基准源原理
　　基准是直流量，它与电源的关系很小，与温度和工艺有一定的关系。由于基准源的精度与温度有关，提高精度必须降低温度系数。采用温度补偿的方法，即在温度区域内找到一点，使得基准源的输出在该点的温度导数为零，只要此点选取合适，就能获得较小的温度系数。
　　图1为带隙基准源的原理示意图。
　　
　　图1 带隙基准源的原理示意图
　　利用热电压VT的正温度系数与双极型晶体管B、E结电压VBE的负温度系数相互补偿，以减小温度漂移。其中VBE的温度系数在室温时大约为-2mV/°C。而热电压VT=KT/q，其温度系数在室温时大约为+0.086mV/°C。将电压VT乘以常数K以后与电压VBE相加，便可得输出电压VREF为：
　　
　　将式（1）两端同时对温度T求微分，并将VBE和VT的温度系数值代入，令等式值为零，就可求得K的值，它使得带隙基准电压的温度系数值在理论上为零。由于VT与电源值无关，而VBE受电源变化的影响极小，故VREF受电源的影响也很小。
　　高精度带隙基准电路
　　等效电路结构与分析
　　图2为文本文介绍的一种双极带隙基准电路的等效电路图。
　　
　　图2 带隙基准电路的等效电路图
　　此带隙基准电路基本工作原理是通过负反馈，保证稳定的输出电压。在电路中，双极型晶体管Q2提供发射极偏压为VBE，由取样电阻R2上的电压mVREF产生了nVT，其中n/m=K。由以上分析知，选择适当K，可使两个电压的温度漂移相互抵消，即令：
　　
　　其中：？？？？？
　　
　　
　　将式（3）、（4）代入式（2），有：
　　
　　即理论值K≈26.23，从而由式（1）得到了在某一温度下温度系数为零的基准电压。当然由于不同工艺下的VBE的负温度系数有很大的差别，K的实际值略有不同。
　　此电路中的运放与常规运放的不同之处在于其输入差分对尺寸不同，故亦可理解成为加入一失调电压。当电阻R2上的电压等于此失调电压时，运放处于平衡状态。当输出电压增加时，R2上的电压增加，差分信号增大，运放输出电压升高，输出电流减小以抑制输出电压的上升；同时，当输出电压减小时，差分信号减小，运放输出电压降低，输出电流增大以抑制输出电压的下降，从而达到稳定输出电压的目的。下文将作对此详细讨论。
　　实际电路结构与分析
　　图3为本文介绍的双极带隙基准电路的实际电路图。
　　
　　图3 高精度带隙基准电路的实际电路图
　　基准源中的运放AREF由四级组成，输入级为差分对输入，经过两级射随后，最后经过一级反向放大输出。晶体管Q7、Q8、Q9构成威尔逊电流源，作为差分对的有源负载，同时完成双端输入到单端输出的转换。威尔逊电流源具有大的动态内阻，并且输出电流受β的影响也大大减小，在设计中选用它使基准电压的温度系数有了极大改善。
　　下面以电流关系来阐述此电路补偿原理。在图3中，用ixn表示电流，当x为C、B、E时，表示流经三极管Qn的集电极、基极、发射极的电流；当x为R时，表示流经电阻Rn的电流。通过分析可以得到：
　　
　　其中i B4、i E5 、i R4为定值，即i C6与i R5、i C4与i B1同方向变化。当该电路处于平衡态时，i C5也为定值，继而有：i B4 → i R4→i B1→ i C1皆为定值。当温度降低时，有以下关系：
　　
　　由式（8）可以看出，当温度降低时，此电路通过负反馈可以使得输出基准电压保持稳定。 同理，当温度升高时，此电路通过负反馈也能使得输出基准电压保持稳定。
　　设计该电路中运放输入差分对的两个晶体管发射结面积不对称，A10＝6A11，则反向饱和电流的关系为IBES10＝6IBES11。当IE10＝IE11时，电路处于平衡状态。C1、C2用于相位补偿。由晶体管的原理可知：
　　
　　因此，为获得平衡状态，由以上条件可得：
　　
　　由于基准源中的电阻网络与运放形成负反馈，运放的差分输入电压（V- -V+ ）由输出电压VREF的反馈网络决定。即平衡状态下，电阻R2两端的电压为VTLn6，故有：
　　
　　比较（1）和（8）可知：
　　
　　K=23.06，跟理论值非常接近，其偏差是由于计算时没有考虑电阻的非线性温度系数所致。
　　在实际电路中，为了提高基准电压的精确度，还对电阻R2和R3用调节脚进行调节。这样，即使实际工艺有一定偏差，也可以在一定范围内对基准电压进行调节。
　　仿真与分析
　　仿真结果
　　通过以上分析，初步确定此电路的器件尺寸，并给定电路的工作条件为：温度范围：--25°C“75°C；电源电压范围：4.5V”14.5V。
　　在TT-Model下采用HSpice仿真软件，基于Samsung BipolarP rocess BCH4仿真模型。对电源工作电压在10V范围内进行直流扫描，得基准电压曲线如图4所示。
　　
　　图4 基准电压（VREF）电源抑制特性曲线
　　对温度在100°C范围内进行直流扫描，得基准电压曲线如图5所示。
　　
　　图5 基准电压（VREF）的温度特性曲线
　　分析结论
　　带隙基准电压在温度、电源电压变化时的数据如表1所示。从以上的仿真结果与表1中的数据中可以得到以下结论：
　　
　　表1 VREF随温度、电源电压变化数据表
　　1）此带隙基准电路输出电压温度系数为：
　　
　　在实际电路中由于工艺及运放失调等因素的影响，温度系数实际值会增大一些。
　　2）此带隙基准电路工作在宽电源电压范围内，其电源抑制特性表现为：
　　
　　直流电源抑制比：
　　
　　为了说明本文所设计的双极带隙基准电路的特点，将其与国际上经典电路之主要指标进行比较，结果如表2所示，显然，具有明显的优势和工程应用价值。
　　
　　表2 与国际上经典电路之比较结果
　　结束语
　　本文作者所设计的双极带隙基准电路，通过改变负反馈运算放大器的性能，从而使基准电压的温度系数达到了2.28×10-6 ppm/°C的高精度，并且在△V=10V宽电源电压幅度范围作用下，使其具有1.2mV/V的电源抑制特性和79dB的直流电源抑制比PSRR。基于以上性能优点，使得该基准电路可以广泛应用在温度变化范围大、工作电压幅度宽的Bipolar/BiCOMS型集成电路设计中。