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CS5171/2/3/4是280kHz/560kHz的开关稳压器

2020-9-18 17:28:10  344 开关稳压器
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特征
•提供无铅包装
•集成电源开关:保证1.5 A
•宽输入范围:2.7 V至30 V
•高频允许小部件
•最小外部组件
•易于外部同步
•内置过电流保护
频率折叠减少了过电流条件
•滞后热关机
•调节正或负输出电压
•关闭电流:最大50  A
•与LT1372/1373兼容的针对针
•温度范围广
♦ 工业级:-40°C至125°C♦ 商业级:0°C至125°C
说明

1.5 A 280 kHz/560 kHz升压调节器
CS5171/2/3/4产品是280kHz/560kHz的开关稳压器,具有高效率、1.5A集成开关。这些器件的工作电压范围很广,从2.7伏到30伏不等。设计的灵活性使芯片可以在大多数电源配置下工作,包括升压、反激、正向、反向和SEPIC。该集成电路采用电流模式结构,允许良好的负载和线路调节,以及一种实用的限制电流的手段。将高频操作与高度集成的调节器电路相结合,可获得非常紧凑的电源解决方案。电路设计包括频率同步、关断和正、负电压调节反馈控制等功能。这些零件与LT1372/1373的销对销兼容。


典型性能特征

应用程序信息
操作理论
电流模式控制

CS517x系列采用了电流模式控制方案,其中PWM斜坡信号来自电源开关电流。该斜坡信号与误差放大器的输出进行比较,以控制电源开关的接通时间。振荡器用作固定频率时钟,以确保恒定的工作频率。与传统的电压模式控制相比,所得到的控制方案具有几个优点。首先,直接从电感器得到的斜坡信号对线电压变化立即作出响应。这消除了由输出滤波器和误差放大器引起的延迟,后者通常出现在电压模式控制器中。第二个好处来自于仅通过钳制峰值开关电流的固有逐脉冲电流限制。最后,由于电流模式指令的是输出电流而不是电压,所以滤波器只为反馈回路提供一个单极。这使得在可比较的电压模式电路上既可以进行更简单的补偿,又可以获得更高的增益带宽。
电流模式控制在不损害其明显优点的前提下,也出现了其特有的问题,主要是占空比超过50%时的次谐波振荡。CS517x系列通过采用斜坡补偿方案来解决这个问题,其中振荡器产生的固定斜坡被添加到电流斜坡中。在不牺牲电流模式控制优点的前提下,提供适当的斜率以提高电路稳定性。

振荡器经过微调以保证18%的频率精度。振荡器的输出以280 kHz(CS5171/2)或560 kHz(CS5173/4)的频率打开电源开关,如图27所示。电源开关由PWM比较器的输出关闭。
SS引脚处的TTL兼容同步输入能够同步高达基本振荡器频率的1.8倍。如图28所示,为了同步到更高的频率,正转换在振荡器的输出变高之前打开电源开关,从而重置振荡器。同步操作允许多个电源以相同的频率工作。
SS引脚的持续逻辑低将关闭IC并降低电源电流。
另一个特性包括当NFB或FB管脚触发阈值时频率偏移到标称频率的20%。在通电、过载或短路条件下,最小开关接通时间受脉宽调制比较器最小脉冲宽度的限制。额外的关断时间减少了保护外部元件和IC本身的最小占空比。
如前所述,该块还产生斜坡补偿,以提高调节器的稳定性。

对于CS5172/4,NFB引脚的内部参考电压为-2.5 V,输入阻抗约为250 k。对于CS5171/3,FB引脚直接连接到正误差放大器的反向输入,其非反向输入由1.276V参考电压馈送。两个放大器都是跨导放大器,具有大约1 M的高输出阻抗,如图29所示。Vc引脚连接到误差放大器的输出端,内部夹持在0.5 V和1.7 V之间。Vc引脚处的典型连接包括一个电容器,电容器与接地电阻串联,形成极/零进行回路补偿。
可以在Vc针和接地之间连接外部分流器,以降低其钳位电压。因此,内部功率晶体管电流的电流极限从其标称值减小。
开关驱动器和电源开关
开关驱动器接收来自逻辑部分的控制信号来驱动输出电源开关。开关通过发射极电阻器(总共63米)接地至PGND引脚。PGND没有连接到IC基板,因此开关噪声可以与模拟接地隔离。峰值开关电流被内部电路钳制。由于斜坡补偿,钳位电流保证大于1.5 A并随占空比变化。电源开关可承受集电极(V引脚)上40 V的最大电压。开关的饱和电压通常小于1v以最小化功耗。
短路状态
当升压电路发生短路时,电感电流在整个开关周期内都会增大,导致输入电源产生过大的电流。由于控制IC没有限制负载电流的方法,因此必须实施外部电流限制电路(如保险丝继电器)来保护负载、电源和IC。
在其他拓扑中,集成电路中内置的频率偏移可防止对芯片和外部组件的损坏。此功能减少了最小占空比,并允许二次变压器在开关重新打开之前吸收多余的能量。

CS517x可以通过将Vcc引脚连接到电压源或启用SS引脚来激活。图30所示的启动波形是在本文档第2页的应用程序图中演示的boost转换器中测量的。记录在输入电压接通后,该波形显示了通电过渡期间的各个相位。
当V电压低于最小电源电压时,V引脚处于高阻抗状态。因此,电流通过电感和二极管直接从输入电源传导到输出。一旦电压达到约1.5伏,内部电源开关将短暂打开。这是CS517x正常工作的一部分。电源开关的接通说明了初始电流摆动。
当V引脚电压上升到阈值以上时,内部电源开关开始切换,在V引脚处可以看到电压脉冲。检测到FB引脚的低输出电压时,内置的频移功能将开关频率降低至其标称值的一小部分,从而降低最小占空比,否则开关的最小接通时间会限制最小占空比。此阶段的峰值电流被内部电流限制所限制。
当FB引脚电压升高到0.4v以上时,频率上升到其标称值,峰值电流随着输出电压的接近而开始减小。输出电压的过冲由有源拉通防止,一旦检测到过电压情况,误差放大器的汇电流就会增加。过电压条件定义为FB引脚电压比参考电压高50毫伏。
组件选择
频率补偿
频率补偿的目的是在保证系统稳定的前提下,实现理想的暂态响应和直流调节。如图31所示,典型的补偿网络提供两极和零点的频率响应。图32所示的Bode图进一步说明了这种频率响应。

图32中的高直流增益对于实现线路和负载变化的直流精度是理想的。跨导误差放大器的直流增益可以计算如下:

式中:GM=误差放大器跨导;RO=误差放大器输出电阻≈1 M 。
低频极fP1由误差放大器输出电阻和C1确定为:

C1和R1生成的第一个零是:

此零点提供的相位引线确保环路在交叉频率处具有至少45°的相位裕度。因此,该零点应靠近功率级中产生的极点,该极点可在频率上识别:

式中:CO=误差放大器的等效输出电容≈120pF;RLOAD=负载电阻。
高频极f可以置于输出滤波器的ESR零点或开关频率的一半。将磁极置于这个频率将减少开关噪声。该极点的频率由C2和R1的值确定:

确保足够相位裕度的一个简单方法是设计频率响应,每十年斜率为-20db,直到单位增益交叉。交叉频率应选择在相位裕度最大的fZ1和fP2之间的中点。

负电压反馈
由于负误差放大器具有如图33所示的有限输入阻抗,因此必须考虑其感应误差。如果使用分压器缩小NFB引脚的负输出电压,则计算输出电压的公式为:


结果表明,如果R1小于10k,则与设计目标的偏差将小于0.1v。如果考虑负电压基准和NFB pin输入电流的公差,则输出V offset的可能偏移在以下范围内变化:

电压限制
在boost拓扑中,V引脚最大电压由最大输出电压加上输出二极管正向电压来设置。肖特基二极管的正向电压通常为0.5 V,超快恢复二极管为0.8 V

式中:VF=输出二极管正向电压。
在反激拓扑中,峰值VSW电压由以下因素控制:

式中:N=变压器匝数比,一次过二次。
当电源开关关闭时,存在叠加在稳态电压之上的电压尖峰。通常这种电压尖峰是由变压器漏感引起的,在VSW和PGND引脚之间充电杂散电容。为了防止VSW引脚处的电压超过最大额定值,串联二极管的瞬态电压抑制器与一次绕组并联。另一种钳制开关电压的方法是在VSW引脚和接地之间连接一个瞬态电压抑制器。
磁性元件选择
在选择磁性元件时,必须考虑峰值电流、磁芯和铁氧体材料、输出电压纹波、电磁干扰、温度范围、物理尺寸和成本等因素。在boost电路中,平均电感电流是输出电流和电压增益(VOUT/VCC)的乘积,假设能量转移效率为100%。在连续传导模式下,电感纹波电流为:

其中:对于CS5171/2,f=280千赫;对于CS5173/4,f=560千赫。
电感电流峰值等于平均电流加上纹波电流的一半,不应引起电感饱和。当根据电路中纹波电流的容限来选择电感的值时,也可以参考上述公式。小纹波电流提供了小的输入电容器和更大的输出电流能力的好处。像棒或桶这样的核心几何体容易产生高磁场辐射,但相对便宜和小。其他的磁芯几何形状,如环形体,提供了一个闭合的磁环来防止电磁干扰。
输入电容器选择
在升压电路中,电感成为输入滤波器的一部分,如图35所示。在连续模式下,输入电流波形为三角形,不包含大脉冲电流,如图34所示。这减少了对输入电容器选择的要求。在连续导通模式下,电感纹波电流的峰峰值在前一节给出。从图34可以看出,电感电流纹波和输入电容的有效串联电阻(ESR)的乘积决定了V纹波。在大多数应用中,ESR小于0.3的输入电容器在10F到100F的范围内可以工作到1.5A的开关电流。

在反激电路中情况不同。输入电流是不连续的,输入电容会看到一个显著的脉冲电流。因此,反激调节器对电容器有两个要求:储能和滤波。为了保持芯片的稳定电压供应,需要一个大于20f的低ESR的存储电容器。为了降低电感产生的噪声,在V和地之间尽可能靠近芯片的地方插入1.0F陶瓷电容器。

通过检查图36所示的波形,我们可以看到输出电压纹波来自两个主要来源,即电容器ESR和输出电容器的充放电。在升压电路中,当电源开关关闭时,I流入输出电容器,导致瞬间V=I×ESR。同时,电流IL-IOUT对电容器充电并逐渐增加输出电压。当电源开关打开时,IL被分流到地上,IOUT放电输出电容器。当I纹波足够小时,可以把I当作一个常数,等于输入电流I。
综上所述,输出电压峰值-峰值纹波可通过以下公式计算:

为了便于设计,方程式可以更方便地用V、V和I表示如下:

电容器RMS纹波电流为:

虽然上述方程仅适用于boost电路,但对于反激电路也可以导出类似的方程。
降低电流限制
在某些应用中,设计者可能更喜欢开关电流低于1.5 a。可以在V引脚和接地之间连接外部分流器,以降低其钳位电压。因此,内部功率晶体管电流的电流极限从其标称值减小。
V引脚上的电压可以用公式计算:
式中:RE=.063 ,内部发射极电阻器的值;AV=5v/V,电流检测放大器的增益。
由于R和A不能由最终用户改变,限制开关电流低于1.5 A的唯一可用方法是在较低的电压下夹紧V引脚。如果将最大开关或电感电流代入上述方程,将得到所需的钳位电压。
一个简单的二极管钳位器,如图37所示,将V电压钳位到电阻R3上电压以上的二极管压降。
不幸的是,这样一个简单的电路通常是不可接受的,如果V是松散的调节。

另一个解决限流问题的方法是使用感测电阻器从外部测量通过开关的电流。这种电路如图38所示。

开关电流限制在

其中:VBE(Q1)=Q1的基发射极压降,通常为0.65 V。
改进后的电路不需要调节电压就能正常工作。不幸的是,为了电路的整体效率,必须为此付出代价。设计者应该注意,输入和输出接地不再是常见的。此外,电流感测电阻器RSENSE的加入,会导致相当大的功率损耗,且随着占空比的增加而增加。电阻器R2和电容器C3形成低通滤波器以消除噪声。
次谐波振荡
次谐波振荡(SHM)是电流模式控制系统中存在的一个问题,当占空比超过50%时,系统会产生不稳定。SHM只发生在具有连续电感电流的开关稳压器中。这种不稳定性对转换器没有危害,通常不会影响输出电压的调节。SHM将增加来自转换器的辐射电磁噪声,在某些情况下,可能导致电感器发出高频可听噪声。
SHM是一个很容易解决的问题。电感电流的上升斜率辅以内部“斜率补偿”,以防止任何占空比不稳定持续到下一个开关周期。在CS517x系列中,斜坡补偿是在整个接通时间内添加的,通常为180毫安/秒。
在某些情况下,尽管船上有坡度补偿,SHM仍然可以抬起它丑陋的头。解决这一问题的简单方法是增加斜率补偿,以避免不必要的振荡。在这种情况下,可以添加图39所示的外部电路,以增加所使用的斜率补偿量。这个电路只需要几个元件,并且“固定”在补偿网络上。

虚线框包含限制误差带宽的正常补偿电路放大器电阻器R2和R3在VSW引脚上形成分压器。在正常运行中,VSW看起来类似于方波,并且取决于转换器的拓扑结构。“VSW电压限制”一节给出了在升压和反激拓扑中计算VSW的公式。当开关断开时,VSW上的电压对电容器C3充电,导致VC引脚上的电压向上移动。当开关打开时,C3通过R3放电,在VC引脚处产生负斜率。此负坡度提供坡度补偿。
该电路增加的斜率补偿量为:

式中: I/ T=加坡补偿量(A/s);VSW=晶体管关断时开关节点处的电压(V);fSW=开关频率,通常为280 kHz(CS5171/3)或560 kHz(CS5172/4)(Hz);D=占空比;RE=0.063 ,内部发射极电阻值;AV=5v/V,电流检测放大器的增益。
在为斜坡补偿网络选择合适的值时,建议设计者选择一个方便的电容器,然后选择R2和R3的值,以使斜坡补偿的添加量为100毫安/秒。然后可以根据需要增加或减少R2。当然,R2和R3的串联组合应足够大,以避免从V引出过大的电流。此外,为了确保控制回路的稳定性,应选择由附加部件形成的时间常数,以便:

最后,值得一提的是,增加的斜坡补偿是占空比稳定性和瞬态响应之间的折衷。设计师增加的斜率补偿越多,由于外部电路干扰误差放大器的正常工作,瞬态响应越慢。
软起动
通过添加外部电路,可以为CS5171/2/3/4系列组件添加软启动功能。软启动电路可防止V引脚在启动过程中突然升高,从而抑制电感电流以高斜率上升。
如图40所示,该电路需要最少数量的部件,并允许软启动电路在使用SS引脚重新启动转换器时激活。

电阻器R1和电容器C1和C2构成补偿网络。打开时,V引脚处的电压开始升高,通过肖特基二极管D2向电容器C3充电,在V引脚处钳制电压,以便在V达到V阈值(通常为1.05 V)时开始切换(有关详细的过温信息,请参阅图表)。
VC=VF(D2)+VC3
因此,C3通过限制V引脚上的电压来减缓电路的启动。软启动时间随C3的大小而增加。
当SS低时,二极管D1放电C3。如果该部件未使用关闭功能,则D1的阴极应连接至车辆识别号。
计算结温
为了确保CS5171/2/3/4的安全运行,设计者必须计算片上功耗并确定其预期结温。一旦接头温度超过180°C±30°C,内部热保护电路将关闭部件。然而,在如此高的温度下重复操作将确保降低操作寿命。
计算结温是一项不精确但简单的工作。首先,必须量化功率损耗。CS517x有三个主要的电源损耗源:
•内部控制电路偏压
•开关驱动器,PDRIVER
•开关饱和,PSAT
内部控制电路,包括振荡器和线性调节器,即使在开关关闭时也需要少量的电源。本数据表的“规格”部分显示,由该电路产生的典型工作电流I为5.5毫安。额外的指导可以在工作电流与温度的关系图中找到。此图显示IQ强烈依赖于输入电压、VIN和温度。那么:

由于板载开关是一个NPN晶体管,基极驱动电流也必须考虑在内。除了控制电路电流外,该电流还来自V引脚。基本驱动电流在规范中列为ICC/ISW或开关跨导。如前所述,设计师将在图表中找到额外的指导。利用这些信息,设计者可以计算:

其中:ISW=通过开关的电流;D=占空比或接通时间百分比。
ISW和D取决于转换器的类型。在后变频器中,

在反激变换器中,

开关饱和电压V(CE)SAT是片上功耗的最后一个主要来源。V(CE)SAT是内部NPN晶体管在其基极驱动电流驱动下饱和时的集电极-发射极电压。V(CE)SAT的值可以从规范或图表中获得,即“开关饱和电压”,

最后,芯片上的总功耗是:

半导体器件中的功率耗散导致奇普,这个热传递到集成电路封装的表面,但由于封装模塑料的电阻特性,存在热梯度。热梯度的大小在制造商的数据表中表示为 JA或结到环境的热阻。如果JA、IC表面附近的空气温度和片上功耗已知,则可以计算片上结温。

式中:TJ=集成电路或场效应管结温度(℃);TA=环境温度(℃);PD=问题部分消耗的功率(W); JA=接头到环境的热阻(℃/瓦)。
对于CS517x, JA=165°C/W。
一旦设计师计算出T,CS517x是否可以用于应用程序的问题就解决了。如果T超过绝对最高允许结温150°C,则CS517x不适合该应用。
如果T接近150°C,设计师应考虑降低结温的可能方法。也许可以选择另一种变换器拓扑来降低开关电流。增加芯片表面的气流可以减少T。
电路布局指南
在任何一种开关电源中,电路的布局对其正常工作都是非常重要的。快速开关电流结合跟踪电感产生电压可能导致问题的转换。因此,布局应遵循以下指导原则。
1、在升压电路中,高交流电流在由二极管、输出电容器和片上功率晶体管组成的回路中循环。相关记录道和导线的长度应尽可能短。在反激电路中,变压器两侧均存在高交流电流回路。在一次侧,回路由输入电容器、变压器和片上功率晶体管组成,而变压器、整流二极管和输出电容器在二次侧形成另一个回路。就像在升压电路中一样,所有含有大交流电流的痕迹和导线都应保持短路。
2、将低电流信号接地与电源接地分开。采用单点接地或接地平面施工,效果最佳。
3、将电压反馈电阻器尽可能靠近IC,以保持敏感反馈线路短路。将反馈电阻连接到低电流模拟接地。


包装尺寸

笔记:
1、尺寸和公差:PERANSI Y14.5M,1982年。
2、控制尺寸:毫米。
3、尺寸A和B不包括外凸。
4、每侧最大模具凸出量为0.15(0.006)。
5、 尺寸D不包括坝筋突出。允许的坝筋突出量应为0.127(0.005)总计在最大材料条件下超过D尺寸。
6、751-01至751-06已废弃。新标准是751-07。


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