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开关电源系统是典型的闭环控制系统，设计时，补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器，绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统，所以它的补偿电路容易设计。通常，使用Dean Venable提出的Type II 补偿电路就足够了。 在设计补偿电路之前，首先需要考察补偿对象（功率级）的小信号特性。如图8 所示，从IC 内部比较器的反相端断开，则从控制到输出的传递函数（即控制对象的传递函数）为： 
附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015工作在DCM 模式，从控制到输出的传函为：
其中：
Vout1 为主路输出直流电压，k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数（对NCP1015 而言，k=0.25），m 为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率（由于NCP1015内部没有斜坡补偿，即ma=0），Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。于是我们就可以使用Mathcad（或matlab）绘制功率级传函的Bode 图：
在考察功率级传函Bode 图的基础上，我们就可以进行环路补偿了。 前文提到，对于峰值电流模式的反激变换器，使用Dean Venable Type II 补偿电路即可，典型的接线方式如下图所示：
通常，为降低输出纹波噪声，输出端会加一个小型的LC 滤波器，如图 10 所示，L1、C1B 构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性，L1、C1B 的引入，使变换器的环路分析变得复杂，不但影响功率级传函特性，还会影响补偿网络的传函特性。然而，建模分析后可知：如果L1、C1B 的转折频率大于带宽fcross 的5 倍以上，那么其对环路的影响可以忽略不计，实际设计中，建议L1 不超过4.7μH。于是我们简化分析时，直接将L1直接短路即可，推导该补偿网络的传递函数G(s)为：
其中：
CTR 为光耦的电流传输比，Rpullup 为光耦次级侧上拉电阻（对应NCP1015，Rpullup=18kΩ），Cop 为光耦的寄生电容，与Rpullup 的大小有关。图 13（来源于Sharp PC817 的数据手册）是光耦的频率响应特性，可以看出，当RL（即Rpullup）为18kΩ时，将会带来一个约2kHz左右的极点，所以Rpullup 的大小会直接影响到变换器的带宽。
k Factor（k 因子法）是Dean Venable 在20 世纪80 年代提出来的，提供了一种确定补偿网络参数的方法。
如图 14 所示，将Type II 补偿网络的极点wp 放到fcross 的k 倍处，将零点wz 放到fcross的1/k 处。图 12 的补偿网络有三个参数需要计算：RLed，Cz，Cpole，下面将用k Factor 计算这些参数：
-------确定补偿后的环路带宽fcross：通过限制动态负载时（△Iout）的输出电压过冲量（或下冲量）△Vout，由下式决定环路带宽：
-------考察功率级的传函特性，确定补偿网络的中频带增益（Mid-band Gain）：
-------确定Dean Venable 因子k：选择补偿后的相位裕量PM（一般取55°～80°），由公式 32 得到fcross 处功率级的相移（可由Mathcad 计算）PS，则补偿网络需要提升的相位Boost 为：
则k 由下式决定： -------补偿网络极点（wp）放置于fcross 的k 倍处，可由下式计算出Cpole: -------补偿网络零点（wz）放置于fcross 的1/k 倍处，可由下式计算出Cz： 设计反激变换器 
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