CS51221增强型电压型PWM控制器资料说明

2020-7-9 10:58:48 1946 CS51221 PWM控制器

0 　　特征　　1MHz频率能力　　固定频率电压模式操作，带前馈　　热关机　　低压锁定　　精确可编程最大占空比限制　　1A接收器/源栅极驱动器　　可编程逐脉冲过电流保护　　前缘电流感应消隐　　75ns关机传播延迟　　可编程软启动　　低压保护　　可编程滞后过电压保护　　双向同步　　25ns闸门上升和下降时间（1nF负载）　　*3.3V 3%参考电压输出　　说明　　CS51221定频前馈电压模式PWM控制器包含基本电压模式操作所需的所有功能。该PWM控制器已被优化为高频主控操作。此外，该装置还具有以下特点：软启动、accu rate占空比限制控制、小于50微安的启动电流、超过低压保护，双向同步。CS51221有16线PDIP和窄表面安装包。　　应用程序关系图　　36V-72V至5V/5A转换器　　　　程序包选项　　16导联窄线和PDIP 　　　　方块图　　　　操作理论　　前馈电压模式控制　　在传统的电压模式控制中，斜坡信号具有固定的上升和下降斜率。反馈信号仅由输出电压导出。因此，电压模式控制具有较低的线路调节和音频敏感性。　　前馈电压模式控制从输入线导出斜坡信号，如图1所示。因此，斜率的斜率随输入电压而变化。在每个开关周期开始时，连接到FF引脚的电容器通过连接到输入电压的电阻器充电。同时，栅极输出被打开以驱动外部电源开关设备。当FF引脚电压达到误差放大器输出VCOMP时，PWM比较器关闭栅极，栅极反过来打开外部开关。同时，FF电容器快速放电至0.3V。　　总的来说，占空比的动态特性由输入和输出电压共同控制。如图2所示，在固定输入电压下，输出电压仅由误差放大器调节。例如，输出电压升高会降低VCOMP，进而导致占空比降低。然而，如果输入电压发生变化，斜坡信号的斜率将立即作出反应，从而提供一个大大改善的线路瞬态响应。如图3所示的示例，当输入电压上升时，斜坡信号的上升沿增加，从而减少工作循环以抵消变化。　　　　前馈特性也可用于提供伏秒钳位，从而限制输入电压和开启时间的最大乘积。这种钳位器用于正激和反激变换器等电路中，以防止变压器饱和。设计指南部分介绍了伏秒钳设计中使用的计算。　　　　为IC&UVL供电　　欠压锁定（UVL）比较器有两个电压参考值：启动和停止阈值。在通电期间，UVL比较器禁用VREF（inturn禁用整个IC），直到控制器达到其VCC启动阈值。在断电期间，UVL比较器允许控制器工作，直到达到VCC停止阈值。CS51221在启动过程中只需要50微安。在锁定模式下，输出级保持在低阻抗状态。　　在通电和故障条件下，软启动将夹住压缩机引脚电压并限制占空比。由于输出电压较低，上电转换倾向于产生比稳态值大得多的临时占空比。因此，系统中经常发生过大的电流应力。软启动技术通过逐渐释放占空比钳位来消除冲击电流，从而缓解了这一问题。软启动的持续时间可以通过连接到SS引脚的电容进行编程。SS引脚的恒定充电电流为50微安（典型值）。　　典型性能特征　　VREF（ok）比较器监测3.3V VREF输出，如果VREF低于3.1V，则锁定故障状态。当OV pin电压高于2V或UV pin电压低于1V时，也可能触发故障状态。欠压比较器具有75mV（典型）的内置滞后。OV比较器的磁滞可通过连接到OV引脚的电阻器进行编程。当检测到OV条件时，12.5μA（典型值）的过电压滞后电流来自管脚。　　在图4中，通过将紫外管脚拉到地面来触发故障状态。立即，SS电容器以5μA的电流（典型值）放电，并且栅极输出被禁用，直到SS电压达到0.3V的放电电压（典型值）。如图4所示，如果故障条件恢复，IC再次启动软启动转换。但是，如果故障状况持续存在，SS电压将保持在0.10V，直到故障状况消失。　　　　电流检测和过流保护　　电流可由ISENSE管脚监控，实现逐脉冲限流。可以采用各种技术，例如使用电流感测电阻器或电流互感器来导出电流信号。ISET引脚的电压设置最大电流的阈值。如图5所示，当ISENSE pin电压超过ISET电压时，电流限制比较器将重置栅极锁存触发器以终止栅极脉冲。　　　　电流检测信号容易因开关转换而产生前沿尖峰。电流信号通常采用RC低通滤波器，以避免过早触发。然而，低通滤波器不可避免地会改变电流脉冲的形状，也会增加成本。CS51221采用前沿消隐电路，可屏蔽每个电流脉冲的前150ns（典型值）。这样可以在不改变当前波形的情况下消除前缘尖峰。在软启动期间和VCOMP饱和较高时禁用消隐，以便控制器的最小打开时间不具有额外消隐周期。max SS detect比较器保持消隐功能禁用，直到SS完全充电。当误差放大器输出达到饱和值时，最大占空比检测器的输出变大，表明输出电压已远低于其调节点，电源可能处于负载应力状态。　　振荡器与同步　　开关频率可通过连接到RTCT引脚的RC网络进行编程。如图6所示，当RTCT管脚达到2V时，电容器被1mA电流源放电，门信号被禁用。当RTCT管脚降低到1V时，栅极输出接通，放电电流消除，使RTCT管脚上升。这将开始一个新的切换周期。开关周期内的CT充电时间设置最大占空比钳位，可通过设计指南中所示的RT值进行编程。在每个开关周期的开始，同步管脚产生一个2.5V，320nS（典型值）的脉冲。此脉冲可用于同步其他电源。　　　　双向同步管脚还可以接收更高频率的外部同步信号。如图7所示，当同步管脚被输入信号触发时，IC立即放电CT。一旦RTCT引脚达到谷电压，门信号就打开。由于陡的下降沿，这个谷电压降到了正常的1V阈值以下。然而，RTCT引脚电压随后被一个钳位快速升高。当RTCT引脚达到0.95V（典型）谷钳电压时，短暂延迟后钳断开，CT通过RT充电。　　　　开关频率和最大占空比计算　　振荡器定时电容器CT由VREF通过RT充电并由内部电流源放电。在放电时间期间，内部时钟信号将栅极输出设置为低状态，从而提供用户可选择的最大占空比钳位。充放电时间由以下通用公式确定；　　　　式中：tC=充电时间；td=放电时间；VVALLEY=振荡器的谷电压；VPEAK=振荡器的峰值电压。　　用典型值代替上述公式中的参数：　　VREF=3.3V，VVALLEY=1V，VPEAK=2V，Id=1mA 　　　　从方程中可以看出，要使振荡器正常工作，RT必须大于2.3k。　　　　选择RC作为前馈斜坡　　如果线路电压远大于FF引脚峰值电压，充电电流可被视为一个常数，等于车辆识别号/识别号。因此，伏秒值由以下公式确定：　　　　式中：VCOMP=压缩机引脚电压，VFF（d）=FF引脚放电电压。　　如方程式所示，电压二次钳位由等于1.8V的VCOMP钳位电压设定。在正向或反向电路中，电压二次钳位值设计用于防止变压器饱和。在buck或forward转换器中，伏秒等于：　　　　n=变压器匝数比　　它是一个常数，由调节输出电压、开关周期和变压器匝数比决定（buck变换器使用1）。有趣的是，从上述两个方程中可以注意到，在稳态时，VCOMP不会因输入电压变化而改变。这直观地解释了FF电压模式控制具有优越的线路调节和线路暂态响应的原因。知道了车辆识别号（VIN）和吨（TON）的标称值，还可以选择RC的值，将VCOMP置于其动态范围的中心。　　选择反馈分压器　　如图10所示，分压器输出馈入FB引脚，FB引脚连接到误差放大器的反向输入。误差放大器的非反相输入连接到1.27V（典型）参考电压。FB管脚具有输入电流，必须考虑该电流才能实现准确的直流输出。以下公式可用于计算R1和R2值：　　　　式中∇是由于FB引脚输入电流Ier的存在而产生的修正系数。　　　　Ri=FB引脚和分压器输出之间的直流电阻。　　Ier=VFB输入电流，典型值为1.3微安。　　　　用于OV和UV检测的分压器设计　　在图11中，分压器使用三个串联电阻来设置从输入电压看的OV和UV阈值。电阻值可由以下三个方程计算，其中第三个方程是根据OV滞后要求推导的。　　　　式中：VLINE（低）、VLINE（高）=输入电压OV和UV阈值，VHYST=在车辆识别号处看到的车辆识别号滞后。　　从方程式A和B中不言而喻，要使用这种设计，车辆识别号（高）必须比车辆识别号（低）大两倍。否则，必须使用两个分压器分别编程OV和UV。　　　　表面安装窄体（D）；150 mil宽　　　　塑料浸渍（N）；300 mil宽　　 1
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