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DRV401闭环磁电流传感器资料分享

2020-7-6 09:09:15  548 电流传感器 直流电流
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  特征
  ●专为VACUUMSCHMELZE(VACUUMSCHMELZE)传感器设计
  ●单电源:5V
  ●功率输出:H桥
  ●设计用于驱动感应负载
  ●卓越的直流精度
  ●宽系统带宽
  ●高分辨率、低温漂移
  ●内置消磁系统
  ●广泛的故障检测
  ●外部大功率驱动器选项
  应用
  ●发电机/交流发电机监控
  ●频率和电压逆变器
  ●电机驱动控制器
  ●系统功耗
  ●光伏系统
  说明
  DRV401设计用于控制和处理来自Vacuumschmelze GmbH&Co.KG(VAC)制造的特定磁电流传感器的信号。可提供各种电流范围和机械配置。与交流电压传感器相结合,DRV401可高精度地监测交流和直流电流。
  提供的功能包括:探头激励、探头信号的信号调节、信号回路放大器、补偿线圈的H桥驱动器、以及提供与一次电流成比例的输出电压的模拟信号输出级。它提供过载和故障检测,以及瞬态噪声抑制。
  DRV401可以直接驱动补偿线圈,也可以连接到外部电源驱动器。因此,DRV401与传感器相结合,可测量小到非常大的电流。
  为了保持最高精度,DRV401可以在通电和按需消磁(消磁)传感器。
  
  典型特征
  除非另有说明,否则在TA=+25°C和VDD1=VDD2=+5V时,使用外部100kHz滤波器BW。
  
  应用程序信息
  基于DRV401的磁探针闭环电流传感器的工作原理
  闭环电流传感器测量宽频率范围内的电流,包括直流电。这些类型的设备提供了一个无接触的方法,以及优良的电流隔离性能,结合了高分辨率,准确性和可靠性。
  在直流和低频范围内,通过补偿绕组的电流对初级绕组中电流感应的磁场进行补偿。位于磁芯回路中的磁场探头检测磁通量。这个探针将信号传送到放大器,放大器驱动电流通过补偿线圈,使磁通量回到零。补偿电流与一次电流成正比,与绕组比有关。
  在更高的频率范围内,补偿绕组充当电流互感器的二次绕组,而H桥补偿驱动器是滚开的,并提供低的输出阻抗。
  差分放大器感测连接到补偿回路上的小并联电阻器的电压。这个差分放大器产生的输出电压是参考REFIN,并与一次电流成比例。图1显示了用作补偿电流传感器的DRV401。
  
  功能描述
  DRV401由一个+5V电源供电。它是一个完整的传感器信号调节电路,直接连接到电流传感器,为传感器工作提供所有必要的功能。DRV401提供磁场探头激励、信号调节和补偿线圈驱动器放大。此外,它还可以检测错误情况并处理过载情况。精密差分放大器允许使用一个小的分流电阻将补偿电流转换为输出电压。缓冲参考电压可用于比较器、模数转换器(ADC)或双极零参考电压。
  动态误差校正确保了高直流超温精度和长期精度。DRV401使用模拟信号调节;内部环路滤波器和积分器是基于开关电容的电路。因此,DRV401允许与高精度传感器组合,以获得卓越的精度和分辨率。典型的特性曲线DRV401和传感器线性度是该装置实现线性和温度稳定性的一个例子。
  消磁循环可根据需要或通电启动。此循环可减少偏移量,并在强过载情况下恢复高性能。内部时钟计数器逻辑产生消磁功能。同一个时钟控制加电、过载检测和恢复、错误和超时情况。
  DRV401是建立在一个高度可靠的CMOS工艺。关键连接处的独特保护电池使设计能够处理感应能量。
  磁探头(传感器)接口
  磁场探头由一个绕在软磁芯上的电感器组成。探针连接在探针驱动器的引脚IS1和IS2之间,探针驱动器通过探针线圈上的电阻器施加大约+5V(电源电压)(见图2a)。
  探针芯在典型的28mA电流下达到饱和(见图2a)。比较器通过大约0.5V连接到VREF。电流比较器检测饱和并反转励磁电压极性,导致探针电路在250kHz到550kHz的频率范围内振荡。振荡频率是探针芯及其线圈的磁性的函数。
  电流上升率是线圈电感的函数:dI=L×V×dT。然而,当磁芯材料处于饱和状态(磁滞曲线的水平部分)时,磁场探头的电感较低,而在磁滞曲线的垂直部分则较高。由此产生的电感和串联电阻决定了输出电压和电流随时间的特性。
  在没有外部磁场影响的情况下,由于磁滞的固有对称性,占空比正好为50%;探头电感器从−B饱和到高电感范围+B饱和再以时间对称方式返回(见图2b)。
  如果磁芯材料在一个方向上被磁化,则会产生一个长时间和短时间的充电时间,因为通过电感器的探针电流产生一个磁场,该磁场可以减去或增加探头芯的磁通量,从而使探头芯超出饱和状态或进一步达到饱和状态(见图2c)。通过探针驱动器电阻器的电压降限制进入探针的电流。
  DRV401连续监控逻辑磁通极性状态。在失真噪声和过大过载可能使探头完全饱和的情况下,过载控制电路恢复探头回路。在过载情况下,探头振荡频率增加至约1.6MHz,直到受到内部定时控制的限制。
  在过载情况下,补偿电流(ICOMP)驱动器无法向传感器次级绕组提供足够的电流,并且传感器主磁芯中的磁通量将变得不可补偿。
  
  从正常运行到过载的过渡相对缓慢,因为传感器变压器固有的特性导致初始一次电流阶跃,如图3所示。当变压器感应二次电流开始衰减时,补偿反馈驱动器增加其输出电压,以保持传感器磁链补偿为零。
  当系统补偿回路达到驱动极限时,上升的磁通量会导致探头PWM的一个半周期变短。根据VAC磁传感器的特性,探针振荡的最小半周期被限制在280ns以内。在相同半周期的连续三个周期小于280ns后,DRV401进入过载锁存模式。该装置存储ICOMP驱动器输出信号的极性,并继续产生倾斜的占空比PWM信号。此操作可防止在非常强的过载期间丢失补偿信号极性信息。在这种情况下,两个脉宽调制半周期都很短且近似相等,因为磁场探头完全停留在饱和区域之一。
  当一次电流降低到足以补偿ICOMP驱动器,并且探针驱动器振荡的两个半周期都超过280ns(场探针从饱和区出来)后,过载锁存条件被消除。
  正常运行期间也会产生电流和电压峰值。因此,两个探针连接销都有内部保护,以防止来自磁芯的合能量。探针和IC输入之间的接线应短,并防止干扰;见布局考虑。
  为了可靠运行,错误检测电路监控探针的运行:
  1、如果探针驱动器比较器(CMP)输出保持低水平的时间超过32μs,则错误标志即为激活状态,补偿电流(ICOMP)设置为零。
  2、如果探针驱动器周期在三个连续脉冲上小于275ns,则错误标志表示激活。
  有关详细信息,请参阅错误条件部分。
  PWM处理
  输出PWM和PWM将探头输出信号表示为差分PWM信号。它可以驱动外部电路或用于同步纹波抑制。来自探头激励和感应级的PWM信号内部连接到高性能开关电容积分器,然后是积分微分滤波器。该滤波器将PWM信号转换为滤波后的delta信号,并为驱动模拟补偿线圈驱动器做好准备。滤波器级的增益衰减频率被设置为提供高的直流增益和环路稳定性。如果从外部电路增加额外的增益,内部增益可以减少8dB,从而保证增益引脚高(参见外部补偿线圈驱动器部分)。
  
  补偿驱动器
  补偿线圈驱动器为补偿线圈提供驱动电流。全差分驱动级提供高信号电压,以克服只有+5V电源的线圈电阻。补偿线圈连接在ICOMP1和ICOMP2之间,两个线圈都会产生一个模拟电压(见图3),从导线电阻(最终从电感)转化为电流。补偿电流表示匝数比变换后的初级电流。一个并联电阻连接在这个回路中,高精度差分放大器将这个分路的电压转换成输出电压。
  两个补偿驱动器输出在较宽的频率范围内提供低阻抗,以确保闭环补偿频率范围和高频范围之间的平滑过渡,其中一次绕组以绕组比率设定的速率将一次电流直接耦合到补偿线圈中。
  两个补偿驱动器输出设计有保护电路来处理感应能量。但是,对于高电流传感器,可能需要额外的外部保护二极管
  为了可靠工作,可以检测到补偿电路中的断线。如果反馈回路断开,积分滤波器驱动输出ICOMP1和ICOMP2到相反的轨道。当这些引脚中的一个离地电压在300毫伏以内时,比较器将测试ICOMP1和ICOMP2之间的最小电流。如果该电流保持在阈值电流水平以下至少100μs,则错误引脚被断言为激活(低)。如果ICOMP引脚完全有轨,则该测试的阈值电流电平在25°C时小于57mA,在−40°C时小于65mA(见典型特性)。
  对于绕组电阻高(补偿线圈电阻+RSHUNT)或连接到外部补偿驱动器的传感器,应通过将CCdiag引脚拉低来禁用此功能。
  
  其中:
  VOUT等于65毫安驱动电流下ICOMP1和ICOMP2之间的峰值电压。
  RMAX等于线圈和分流电阻之和。
  外部补偿线圈驱动器
  补偿线圈的外部驱动器可以连接到ICOMP1和ICOMP2输出。为了防止断线指示,必须将CCdiag断言为低。
  外部驱动器可以提供更高的驱动电压和更大的驱动电流。它还将功耗转移到外部晶体管,从而使补偿线圈中的绕组电阻更高,电流也更大。图4显示了一个外部补偿线圈驱动器的框图。要驱动缓冲区,可以使用一个或两个ICOMP输出。但是请注意,额外的电压增益可能会导致回路不稳定。因此,通过确定增益引脚高,内部增益可降低约8dB。RSHUNT连接到GND,以允许单端外部补偿驱动器。差分放大器可以继续检测电压,并用于增益和超量程比较器或误差标志。
  
  并联感应放大器
  补偿线圈的差动(H桥)驱动器配置需要一个用于分流电压的差动感应放大器。这种差分放大器为快速电流传感器提供了宽带宽和高转换率。由于采用自动调零技术,因此具有出色的直流稳定性和准确性。电压增益为4V/V,由精确匹配和稳定的内部SiCr电阻设置。
  差动放大器的两个输入端通常连接到电流分流电阻器。该电阻与内部(10kΩ)电阻器相加,略微降低了该支路的增益。为了获得最佳共模抑制(CMR),虚拟并联电阻器(R5)与REFIN引脚串联,以恢复两个电阻器分压器的匹配,如图5a所示。
  对于4V/V增益:
  
  和
  通常,由RSHUNT电阻引起的增益误差可以忽略不计;但是对于70dB的共模抑制,两个分频比的匹配需要优于1/3000。
  放大器输出可以驱动靠近电源轨的地方,并且设计用于驱动SAR型ADC的输入;建议在DRV401和ADC之间添加RC低通滤波器级。该滤波器不仅限制了信号带宽,而且使转换器输入采样噪声的高频分量与放大器输出解耦。有关RF和CF值,请参阅特定产品数据表中的特定转换器建议。为了获得最佳结果,可能需要进行实证评估。
  输出可直接驱动100pF,并显示50%的过冲,电容约为1nF。如图5b和图5c所示,增加RF允许更大的电容性负载。注意,当RF仅为20Ω时,负载电容器应小于1nF或大于33nF以避免过冲;当RF为50Ω时,可避免该瞬态区域。
  
  参考输入(REFIN)是精确输出信号(VOUT)的参考节点。将REFIN连接到参考输出(REFUT)可产生2.5V的有效零参考电压。对REFIN和ADC使用相同的参考,可避免两个参考源之间存在的失配误差。
  超量程比较器
  高峰值电流会使连接到分流器的差动放大器过载。过量程引脚,开路漏极输出,通过拉低电压指示差分放大器的过电压状态。该标志的输出被抑制3μs,防止瞬态和噪声引起不必要的触发。一旦过载情况消除,该引脚立即返回高电平(需要外部上拉才能使引脚返回高电平)。
  此错误标志不仅提供有关信号限幅条件的警告,而且也是用于主动关闭系统中电路的窗口比较器输出。分流电阻器的值定义了电流的工作窗口。它设置标称信号和超量程标志跳闸电平之间的比率。使用以下示例计算该窗口比较器的跳闸电流:
  对于5V电源,输出电压摆幅约为±2.45V(取决于负载和电源电压)。
  4V/V的增益允许输入摆幅为±0.6125V。
  因此,限幅电流为IMAX=0.6125V/RSHUNT。
  见差分放大器的典型特性曲线,输出电压对输出电流。
  一旦放大器超出其线性工作范围,而不仅仅是一个设定的电压水平,就会在内部检测到超出范围的情况。因此,在输出短路、低负载或低电源条件等故障条件下,可以可靠地指示误差或超量程比较器电平。一旦输出不能驱动更高的电压,标志被激活。这种结构比电压电平比较器的安全性有所提高。
  注:补偿线圈的内阻可防止因ICOMP驱动器过载而产生的高补偿电流。因此,差分放大器可能不会因该电流而过载。然而,一次电流的快速变化将通过变压器动作传输,并安全触发过载标志。
  电压基准
  精密的2.5V参考电路提供低漂移(通常为10ppm/K),用于内部偏置;它还连接到重新推出引脚。该电路被用作输出信号的参考点,以允许在其周围产生双极信号。该输出具有低阻抗缓冲,并能承受±5mA的漏电流和源电流。电容性负载可以直接连接,但在快速负载瞬变时会产生振铃。几欧姆的小串联电阻器提高了响应,特别是对于1μF范围内的电容性负载。图6显示了1nF直接负载下的瞬态负载调节。
  源电路的参考部分是GND2。驱动补偿线圈的大电流脉冲会在GND连接中产生电压降,从而增加参考电压。因此,一个低阻抗的GND布局是处理电流和高带宽的关键。
  
  消磁
  铁心不受剩磁的影响。剩余剩磁会产生信号偏移误差,特别是在强电流过载后,伴随着高磁场密度。因此,DRV401包括用于退磁循环的信号发生器。数字控制引脚DEMAG在该引脚保持高电平至少25.6μs后,根据需要启动该循环。较短的脉冲被忽略。周期持续约110ms。在此期间,错误标志被断言为低,以指示输出无效。当通电期间消磁很高时,通电后(VDD》4V)立即开始退磁循环(12μs)。将DEMAG保持在低位可避免通电时的这种循环(请参见“通电和断电”部分)。
  探针电路正常工作并振荡在消磁循环中。输出PWM和PWM相应激活。
  消磁循环可通过将DEMAG拉低,过滤25μs以忽略故障(见图7)。在一个典型的电路中,DEMAG引脚可以连接到正极电源上,这使得每次装置通电时都能进行消磁循环。
  消磁周期基于内部时钟和计数器逻辑。最大电流受与并联电阻器串联的连接线圈的电阻限制。DEMAG逻辑输入需要+5V CMOS兼容信号。
  通电断电
  当VDD1处的电源电压高于4V时,检测到通电。当DEMAG较高时,消磁循环开始(见图7a)。在此期间,错误标志保持低位,表示未就绪状态。将DEMAG保持在低位可防止此循环,DRV401在通电约32μs后开始运行。如果在四个完整周期内未检测到探针错误情况(即探针半周期短于32μs且长于280ns),则补偿驱动器启动,错误引脚通过变高(通常在通电后约42μs)来指示就绪状态。
  注:需要一个外部上拉电阻器将错误引脚拉高。
  两个电源引脚(VDD1和VDD2)的差异不得超过100毫伏,以确保设备正常运行。它们通常连接在一起或单独过滤(见布局注意事项)。
  DRV401测试低电源电压,失电电压水平为+4V;必须提供适当的电源条件。在DRV401可以驱动的大电流脉冲期间,需要良好的电源和低ESR旁路电容器来维持电源电压。
  临界电压水平是由探针驱动器的正确操作产生的。探针接口依靠流过探针的峰值电流使比较器跳闸。探针电阻加上驱动器的内阻(见电气特性规范,探头线圈回路,内部电阻)设置可接受电源电压的下限。持续时间小于31μs的电压降将被忽略。一旦正常振荡失败超过32μs,探针错误检测就会激活错误引脚。
  在+4V电压下检测到低电源电压条件或棕色熄灭。如果探头电路继续工作,则忽略小于100μs的短路和轻微电压降。如果探针不再工作,错误引脚激活。信号过载恢复仅在探头回路未中断的情况下提供。
  持续时间超过100μs的电源下降会产生通电复位。电压降到+1.8V(对于VDD1)也会启动上电复位。
  
  错误条件
  除了指示输出放大器(差分放大器)中的信号限幅的超量程标志外,还提供了系统错误标志。错误标志指示输出电压不代表一次电流的情况。它在消磁周期、断电或断电时处于活动状态。当探针回路开路或短路时,它也会激活。一旦错误情况不再存在,电路恢复正常工作,标志复位。
  错误和超量程标志都是开漏逻辑输出。它们可以连接在一起进行有线或需要外部上拉电阻器才能正常工作。
  以下情况会导致错误标志激活(错误断言低):
  1、探头比较器保持低电平超过32μs。如果探头线圈连接开路,或者电源电压下降到无法达到所需饱和电流的水平,就会出现这种情况。在32μs超时期间,ICOMP驱动程序将保持活动状态,但此后将变为非活动状态。在恢复的情况下,错误很低,并且ICOMP驱动程序将保持重置状态3.3毫秒。
  2、探针驱动脉冲宽度连续三个周期小于280ns。这种情况表明磁场探头线圈短路或传感器在启动时完全饱和。如果此情况持续时间超过25μs,然后恢复,错误标志将保持低,并且ICOMP将重置3.3ms。如果该情况持续时间小于25μs,错误标志将立即恢复,并且ICOMP驱动程序不会中断。
  3、在消磁过程中,如果由于将DEMAG拉低而过早中止循环,则错误标志将保持低3.3毫秒(在此期间,ICOMP被禁用)。
  4、检测到补偿线圈开路(超过100μs)。注:探头驱动器、PWM信号滤波器和ICOMP驱动器在正常模式下继续工作,只有在这种情况下才断言错误标志。这种情况表明ICOMP驱动器输出中没有足够的电流流动;这种情况可能是高电阻补偿线圈或外部驱动器连接的结果。通过将CCdiag引脚设置为低,可以禁用对这种情况的检测。
  5、VDD1超过+4V阈值后通电时,错误标志低约42μs。
  6、电源电压低(失电)状态持续时间超过100μs。恢复与通电相同,无论有无demag循环。
  保护建议
  输入IAIN1和IAIN2需要外部保护,以限制电压波动超过电源电压的10V。驱动器输出ICOMP1和ICOMP2可以处理由内部箝位电路保护的高电流脉冲到电源电压。如果预期会出现大幅度的重复过电流,将外部肖特基二极管连接到电源轨上。外部保护防止电流流入。
  探针连接IS1和IS2用二极管夹保护在电源轨上。在正常应用中,不需要外部保护。最大电流必须限制在±75mA。
  所有其他引脚提供标准保护见绝对最大额定值表。
  基本连接示例
  图8所示的电路提供了一个完全连接的电流传感器系统的示例。
  
  图8中的连接示例说明了实现最佳性能所需的几个外部组件。下表对每个组件进行了说明:
  IP是要测量的一次电流;K1和K2连接到补偿线圈。S1和S2连接到磁场探头。这些点表示传感器主芯上的绕组方向。
  R1和R2构成分流电阻RSHUNT。此电阻分为两部分,以便调整所需的RSHUNT值。这些电阻的精度和温度稳定性是最终系统性能的一部分。
  R3和R4,连同C3和C4,形成一个网络,减少输出信号中剩余的探针振荡器纹波。组件值取决于传感器类型,并根据最佳情况进行定制结果。这个正常操作不需要网络。
  R5是虚拟分流(RD)电阻器,用于恢复两个差分放大器输入的对称性。R5=4×RSHUNT,但精度不那么重要。
  R6和R7是连接到逻辑输出的上拉电阻器。
  C1和C2是去耦电容器。使用低ESR型电容器,靠近引脚连接。使用低阻抗印刷电路板(PCB)迹线,避免过孔(电镀通孔)或使用多个过孔。建议使用大电容器(》1μF)和小电容器(《4.7nF)。在选择电容器时,一定要考虑DRV401处理的大脉冲电流。
  D1和D2是差动放大器输入的保护二极管。仅当RSHUNT处的电压降在最大可能峰值电流下超过10V时才需要。
  布局注意事项
  DRV401具有相对较大的电流和快速的电流脉冲,并提供宽带宽性能。它经常暴露在来自主信号和工作环境的大失真能量下。因此,布线布局必须在关键点之间提供屏蔽和低阻抗连接。
  使用低ESR电容器进行电源去耦。使用1μF或更大的小电容器和大电容器的组合。使用低阻抗轨道将电容器连接到引脚。
  两个接地均应连接到本地接地平面。两个电源都可以连接在一起;但是,最好的结果是单独的去耦(到本地GND平面)和铁氧体磁珠与主电源串联。铁氧体磁珠使DRV401解耦,减少了与来自同一电源电压源的其他电路的相互作用。
  参考输出参考GND2。需要低阻抗星形连接,以避免驱动器电流和探针电流调制地面轨道上的电压降。
  差分放大器与分流器的连接线必须是低电阻且长度相等。为了获得最佳精度,请避免此连接中的电流。考虑使用开尔文接触式连接。可以使用两个电阻器设置所需的电阻值。
  S1和S2的导线和PCB线应非常接近或扭曲。ICOMP1和ICOMP2也应紧密连接在一起。为避免电容耦合,在S1/S2和ICOMP线对之间设置接地屏蔽,或使它们彼此保持距离。
  补偿驱动器输出(ICOMP)仅为低频;但是,初级信号(存在高频内容)耦合到补偿绕组、分流器和差分放大器中。因此,建议仔细布置。
  refut和VOUT的输出可以驱动一些电容性负载,但是避免了大的直接电容性负载;这些负载增加了内部脉冲电流。考虑到差分放大器的宽频带,用一个小的串联电阻隔离任何大的电容性负载。功率因数范围内的小电容器可以改善高阻负载下的瞬态响应。
  封装底部裸露的热垫必须焊接到GND上,因为它内部连接到基板,基板必须连接到最负电位。还需要将暴露的焊盘焊接到PCB上,以提供结构完整性和长期可靠性。
  功率损耗
  使用热增强型PowerPADSO和QFN封装可显著降低从结到壳的热阻抗。如图9a和图9b所示,这些封装使用一个向下放置的引线框架,其上安装有模具。这种布置导致引线框架暴露在封装底部,作为一个热垫。图9以SO-20包为例。由于该热垫与模具有直接的热接触,通过提供远离热垫的良好热路径,可以获得优异的热性能。
  两个输出ICOMP1和ICOMP2是线性输出。因此,每个输出端的功耗与电流乘以有源晶体管上的内部电压降成正比。对于ICOMP1和ICOMP2,根据输出的电流传导侧,这种内部电压降是到VDD2或GND的电压降。
  输出短路对驱动器来说尤其重要,因为可以在导电晶体管上看到完整的电源电压,并且电流不受除FET电流密度限制之外的任何东西的限制。可能会对设备造成永久性损坏。
  DRV401不包括温度保护或热关机。
  热垫
  带有外露散热垫的封装是专门设计来提供出色的功耗的,但是电路板布局会极大地影响整体散热。表1显示了两个封装的热阻(TJA),其暴露的热垫焊接到一个正常的PCB上,如技术概要SLMA002,PowerPAD热增强封装中所述。
  
  : JA=连接到环境热阻,: JP=接头到焊盘的热电阻,lfm=每分钟线性英尺数。
  注意:所有热模型的精度≈20%。
  建议测量尽可能靠近暴露的热垫的温度。相对较低的热阻抗JP小于10°C/W(在PCB上的温度测试点上有一些额外的°C/W)允许在应用中很好地估计结温。
  PCB上的热垫应包含九个或更多QFN封装的过孔。这同样适用于SO封装,PCB上的焊盘可以比前面提到的应用文献中推荐的外露焊盘大(例如,6.6mm×18mm)。
  组分分布、迹线布局、层数和气流对散热有很大影响。应在实际环境中测试最坏情况下的负载条件,以确保适当的热条件。在结温远低于+125°C的情况下,最大限度地降低热应力,以便长期正常工作。
  

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