精密SAR模数转换器的前端放大器和RC滤波器设计

S逐次逼近型(SAR) ADC提供高分辨率、出色的精度和低功耗特性。一旦选定一款精密SAR ADC，系统设计师就必须确定获得最佳结果所需的支持电路。需要考虑的三个主要方面是：模拟输入信号与ADC接口的前端、基准电压源和数字接口 。本文将重点介绍前端设计的电路要求和权衡因素。

前端包括两个部分：驱动放大器和RC滤波器。放大器调节输入信号，同时充当信号源与ADC输入端之间的低阻抗缓冲器。RC滤波器限制到达ADC输入端的带外噪声，帮助衰减ADC输入端中开关电容的反冲影响。

为SAR ADC选择合适的放大器和RC滤波器可能很困难，特别是当应用不同于ADC数据手册的常规用途时。根据各种影响放大器和RC选择的应用因素，我们提供了设计指南，可实现最佳解决方案。主要考虑因素包括：输入频率, 吞吐速率和 输入复用.

要选择合适的RC滤波器，必须计算单通道或多路复用应用的RC带宽，然后选择R和C的值。

图1显示了一个典型的放大器、单极点RC滤波器和ADC。ADC输入构成驱动电路的开关电容负载。其10 MHz输入带宽意味着需要在宽带宽内保证低噪声以获得良好的信噪比(SNR)。RC网络限制输入信号的带宽，并降低放大器和上游电路馈入ADC的噪声量。不过，带宽限制过多会延长建立时间并使输入信号失真。

在建立ADC输入和通过优化带宽限制噪声时所需的最小RC值，可以由假设通过指数方式建立阶跃输入来计算。要计算阶跃大小，需要知道输入信号频率、幅度和ADC转换时间。转换时间, tCONV（图2）是指容性DAC从输入端断开并执行位判断以产生数字代码所需的时间。转换时间结束时，保存前一样本电荷的容性DAC切换回输入端。此阶跃变化代表输入信号在这段时间的变化量。此阶跃建立所需的时间称为 "反向建立时间".

在给定输入频率下，一个正弦波信号的最大不失真变化率可通过下式计算：

如果ADC的转换速率大大超出最大输入频率，则转换期间输入电压的最大变化量为：

这是容性DAC切换回采集模式时出现的最大电压阶跃。然后，DAC电容与外部电容的并联组合会衰减此阶跃。因此，外部电容必须相对较大，达到几nF。此分析假设输入开关导通电阻的影响可忽略不计。现在需要建立的阶跃大小为：

接下来计算在ADC采集阶段，ADC输入建立至½ LSB的时间常数。假设阶跃输入以指数方式建立，则所需RC时间常数τ为：

其中，tACQ 为采集时间，NTC 为建立所需的时间常数数目。所需的时间常数数目可以通过计算阶跃大小VSTEP与建立误差（本例为½ LSB）之比的自然对数来获得：

因此，

将上式代入前面的公式可得：

等效RC带宽

示例:借助RC带宽计算公式，选择16位ADCAD7980 （如图3所示），其转换时间为710 ns，吞吐速率为1 MSPS，采用5 V基准电压。最大目标输入频率为100 kHz。计算此频率时的最大阶跃：

然后，外部电容的电荷会衰减此阶跃。使用27 pF的DAC电容并假设外部电容为2.7 nF，则衰减系数约为101。将这些值代入VSTEP计算公式：

接下来计算建立至½ LSB（16位、5 V基准电压）的时间常数数目：

采集时间为：

计算τ：

因此，带宽为3.11 MHz， REXT 为 18.9 Ω.

最小带宽、吞吐速率和输入频率之间的这种关系说明：输入频率越高，则要求RC带宽越高。同样，吞吐速率越高，则采集时间越短，从而提高RC带宽。采集时间对所需带宽的影响最大；如果采集时间加倍（降低吞吐速率），所需带宽将减半。此简化分析未包括二阶电荷反冲效应，它在低频时变成主要影响因素。输入频率非常低时（<10 kHz，包括DC），容性DAC上建立的始终是大约100 mV的电压阶跃。此数值应作为上述分析的最小电压阶跃。

多路复用 输入信号很少是连续的，通常由不同通道切换产生的大阶跃组成。最差情况下，一个通道处于负满量程，而下一个通道则处于正满量程（见图4）。这种情况下，当多路复用器切换通道时，阶跃大小将是ADC的满量程，对于上例而言是5 V。

在上例中使用多路复用输入时，线性响应所需的滤波器带宽将提高到3.93 MHz（此时阶跃大小为5 V，而非单通道时的1.115 V）。假设条件如下：多路复用器在转换开始后不久即切换（图5），放大器和RC正向建立时间足以使输入电容在采集开始前稳定下来。

对于计算得到的RC带宽，可以利用表1进行检查。从表中可知，要使满量程阶跃建立至16位，需要11个时间常数（如表1）。对于计算的RC，滤波器的正向建立时间为11 × 40.49 ns = 445 ns，远少于转换时间710 ns。正向建立不需要全部发生在转换期间（容性DAC切换到输入端之前），但正向和反向建立时间之和不应超过所需的吞吐速率。对于低频输入，信号的变化率低得多，因此正向建立并不十分重要。

计算出滤波器近似带宽后，就可以分别选择REXT 和 CEXT 的值。上述计算假设 CEXT= 2.7 nF，这是数据手册所示应用电路的典型值。如果选择较大的电容，则当容性DAC切换回输入端时，对反冲的衰减幅度会更大。然而，电容越大，驱动放大器就越有可能变得不稳定，特别是给定带宽下REXT 值较小时。如果 REXT 值太小，放大器相位裕量会降低，可能导致放大器输出发生响铃振荡或变得不稳定。对于串联 REXT较小的负载，应采用低输出阻抗的放大器来驱动。可以利用RC组合和放大器的波特图执行稳定性分析，以便验证相位裕量是否充足。最好选择1 nF至3 nF的电容值和合理的电阻值，以使驱动放大器保持稳定。此外务必使用低电压系数的电容，如NP0型，以保持低失真。

REXT的值必须能使失真水平保持在要求的范围以内。图6显示了驱动电路电阻对失真的影响与AD7690输入频率的函数关系。失真随着输入频率和源电阻的提高而提高。导致这种失真的原因主要是容性DAC提供的阻抗的非线性特性。

低输入频率(<10 kHz)可以支持较大的串联电阻值。失真还与输入信号幅度有关；对于同一失真水平，较低的幅度可以支持较高的电阻值。计算上例中的 REXT in the example above, where τ = 51.16 ns 假设CEXT 为2.7 nF，得到电阻值为18.9 Ω。这些值接近ADI数据手册应用部分给出的常见值。

此处计算的标称RC值是有用的指南，但不是最终解决方案。选择REXT与 CEXT之间的适当平衡点，需要了解输入频率范围、放大器可以驱动多大的电容以及可接受的失真水平。为了优化RC值，必须利用实际的硬件进行试验，从而实现最佳性能。

在上一部分中，我们根据输入信号和ADC吞吐速率，计算了适合ADC输入的RC带宽。接下来必须利用此信息选择合适的ADC驱动放大器。需要考虑如下方面：

• 放大器大小信号带宽
• 建立时间
• 放大器噪声特性以及对系统噪声的影响
• 失真
• 失真对于电源轨的裕量要求
  

该数据手册通常会给出放大器的小信号带宽 。但是，根据输入信号的类型，大信号带宽 可能更重要，尤其是高输入频率(>100 kHz)或多路复用应用（因为电压摆幅较大），而且输入信号的正向建立更加关键。例如，ADA4841-1 的小信号带宽为80 MHz（20 mV p-p信号），但大信号带宽仅3 MHz（2 V p-p信号）。上例采用AD7980，计算的RC带宽为3.11 MHz。对于较低的输入频率，ADA4841-1是很好的选择，因为其80 MHz小信号带宽对于反向建立而言绰绰有余，但在多路复用应用中则有困难，因为对于大信号摆幅，此时的RC带宽要求提高到3.93 MHz。这种情况下，更合适的放大器是ADA4897-1，它具有30 MHz的大信号带宽。一般而言，放大器的小/大信号带宽至少应比RC带宽大两三倍，具体取决于是以反向建立还是正向建立为主。如果要求放大器级提供电压增益（这会降低可用带宽），更适用这条原则，甚至可能需要带宽更宽的放大器。

看待正向建立要求的另一种方式是查看放大器的建立时间特性，它通常是指建立到额定阶跃大小某一百分比所需的时间。对于16位到18位性能，通常要求建立到0.001%，但大多数放大器仅指定不同阶跃大小的0.1%或0.01%建立时间。因此，为了确定建立特性是否支持ADC吞吐速率，需要对这些数值进行折中。ADA4841-1针对8 V阶跃给出的0.01%建立时间为1 μs。在驱动1 MSPS（1 μs周期）AD7980的多路复用应用中，它将无法使满量程阶跃的输入及时建立，但如果降低吞吐速率，例如500 kSPS可能是可行的。

RC带宽对于确定放大器的最大容许噪声量十分重要。放大器噪声一般通过低频1/f噪声（0.1 Hz至10 Hz）和高频时的宽带噪声谱密度（图7所示噪声曲线的平坦部分）来规定。

折合到ADC输入端的总噪声可以按照如下方法计算。首先，计算放大器宽带频谱密度在RC带宽上的噪声。

其中，en = 噪声频谱密度(V/√ Hz), N = 放大器电路噪声增益，BWRC = RC 带宽 Hz.

然后，通常通过下式计算低频1/f噪声；它通常指定为峰峰值，需要转换为均方根值。

其中，

= 1/f峰峰值噪声电压，N = 放大器电路噪声增益。

总噪声为以上两个噪声的和方根：

为将驱动器噪声对总SNR的影响降至最低，此总噪声应为ADC噪声的1⁄10左右。根据目标系统的SNR要求，可能还允许更高的噪声。例如，如果ADC的SNR为91 dB， VREF = 5 V，则总噪声应小于或等于

由此值很容易算出1/f噪声和宽带噪声谱密度的最大允许值。假设拟用的放大器具有可忽略不计的1/f噪声，以单位增益工作，并采用RC带宽为上例计算值(3.11 MHz)的滤波器，那么

因此，该放大器的宽带噪声谱密度必须小于或等于2.26 nV/√ Hz。ADA4841-1的宽带噪声谱密度为2.1 nV/√ Hz，符合这一要求。

放大器需要考虑的另一个重要特性是特定输入频率时的失真。通常，为获得最佳性能，16位ADC需要大约100 dB的总谐波失真(THD)，18位ADC需要大约110 dB。图8显示对于2 V p-p输入信号，ADA4841-1的典型失真与频率的关系图。

图中显示的不是总谐波失真，而是一般最为重要的二次和三次谐波成分。ADA4841-1的噪声非常小，失真特性优异，足以驱动18位ADC到大约30 kHz。当输入频率接近100 kHz或更高时，失真性能开始下降。为在高频时实现低失真，需要使用功耗更高、带宽更宽的放大器。较大的信号也会降低性能。对于0 V至5 V的ADC输入，失真性能信号范围将提高到5 V p-p。从图8所示的失真图可看出，这将产生不同的性能，因此放大器可能需要测试，以确保它满足要求。图9比较了多个输出电压水平的失真性能。

裕量，即放大器最大实际输入/输出摆幅与正负电轨之差，也可能影响THD。放大器可能具有轨到轨输入和/或输出，或者要求最高1 V甚至更大的裕量。即便是轨到轨输入/输出，如果工作信号电平接近放大器的供电轨，也将难以获得良好的失真性能。因此，最好应选择让最大输入/输出信号远离供电轨的电源电平。考虑一个0 V至5 V输入范围的ADC，采用ADA4841-1放大器驱动，需要将ADC的范围提高到最大。该放大器具有轨到轨输出，对输入有1 V的裕量要求。如果用作单位增益放大器，则至少需要1 V的输入裕量，正电源至少必须是6 V。输出为轨到轨，但仍然只能驱动到地或正供电轨的大约25 mV范围内，因而需要一个负供电轨，以便一直驱动到地。为了给失真性能留有一定的裕量，负供电轨可以是–1 V。

如果允许降低ADC输入范围，从而丧失一定的SNR，则可以消除负电源。例如，如果ADC的输入范围降为0.5 V至5 V，此10%损失将导致SNR降低大约1 dB。然而，这样就可以将负供电轨接地，从而消除用以产生负电源的电路，降低功耗和成本。

因此，选择放大器时，务必考虑输入和输出信号范围要求，以便确定所需的电源电压。本例中，额定工作电压为5 V的放大器不能满足要求；但ADA4841-1的额定电压高达12 V，所以使用较高的电源电压将能实现出色的性能，并提供充足的电源裕量。

ADA4841-1低功耗运算放大器提供 2-nV/√ Hz 宽带噪声和–110 dBc无杂散动态范围(SFDR)，非常适合驱动16位和18位PulSAR® ADC，适用于便携式仪器仪表、工业过程控制和医疗设备。该单位增益稳定型放大器的特性包括：60 μV输入失调电压、114 dB开环增益、114 dB共模抑制、80 MHz带宽(–3 dB)、12 V/µs压摆率和175 ns的0.1%建立时间。输入信号范围可扩展至负供电轨以下100 mV，输出摆幅可以达到任一供电轨的100 mV范围内，从而提供单电源工作能力。ADA4841-1可采用2.7 V至12 V单电源或±1.5 V至±6 V双电源供电，正常模式下的功耗为1.1 mA，掉电 模式下为40 μA。它采用8引脚SOIC封装，额定温度范围为–40°C至+125°C，千片订量报价为1.59美元/片。

ADA4897-1是一款低噪声、高速运算放大器，具有轨到轨输出、1 nV/√ Hz 电压噪声、 2.8-pA/√ Hz 电流噪声、230 MHz带宽、120 V/µs压摆率、45 ns建立时间，以及单位增益稳定性，是超声、低噪声前置放大器，以及驱动高性能ADC和缓冲高性能DAC等应用的理想选择。AD4897-1采用3 V至10 V单电源供电，功耗为3 mA。它采用8引脚MSOP、LFCSP和SOIC封装，额定温度范围为−40°C至+125°C，千片订量报价为1.89美元/片。

AD7980低功耗逐次逼近型ADC提供16位分辨率，无失码，采样速率为1 MSPS。它接受0至VREF 范围内的伪差分输入，特性包括91.5 dB信纳比(SINAD)、–110 dB总谐波失真(THD)和最大±1.25 LSB积分非线性。逐次逼近架构可确保无流水线延迟，菊花链配置则允许多个ADC共用一条总线。两次转换的间隙会自动掉电，其功耗与吞吐速率成正比。AD7980采用2.5 V单电源供电，1 MSPS时功耗为7 mW，10 kSPS时为70 μW，待机模式下为350 pA。它采用10引脚MSOP封装，额定温度范围为–40°C至+85°C，千片订量报价为11.95美元/片。