2.Vds过高
Vds的应力要求
最恶劣条件（最高输入电压，负载最大，环境温度最高，电源启动或短路测试）下，Vds的最大值不应超过额定规格的90％
Vds降低的办法
-减小平台电压：
-减小变压器原副边圈数比
-减小尖峰电压：
a.减小漏感，变压器漏感在开关管开通是存储能量是产生这个尖峰电压的主要原因，减小漏感可以减小尖峰电压
b.调整吸收电路:
•使用TVS管
•使用较慢速的二极管，其本身可以吸收一定的能量（尖峰）
•插入阻尼电阻可以使得波形更加平滑，利于减小EMI
3.IC 温度过高
IC温度过高的原因及解决办法
－内部的MOSFET损耗太大
开关损耗太大，变压器的寄生电容太大，造成MOSFET的开通、关断电流与Vds的交叉面积大。
解决办法是，增加变压器绕组的距离，以减小层间电容，如同绕组分多层绕制时，层间加入一层绝缘胶带(层间绝缘) 。
－散热不良
IC的很大一部分热量依靠引脚导到PCB及其上的铜箔，应尽量增加铜箔的面积并上更多的焊锡
－IC周围空气温度太高
IC应处于空气流动畅顺的地方，应远离零件温度太高的零件。
4.空载、轻载不能启动
现象：
空载、轻载不能启动，Vcc反复从启动电压和关断电压来回跳动。
原因及解决办法：
空载、轻载时，Vcc绕组的感应电压太低，而进入反复重启动状态。
解决办法：
增加Vcc绕组圈数，减小Vcc限流电阻，适当加上假负载。
如果增加Vcc绕组圈数，减小Vcc限流电阻后，重载时Vcc变得太高，请参照稳定Vcc的办法。
5.启动后不能加重载
可能的原因及解决办法：
1.Vcc在重载时过高
重载时，Vcc绕组感应电压较高,使Vcc过高并达到IC的OVP点时，将触发IC的过压保护，引起无输出。
如果电压进一步升高，超过IC的承受能力，IC将会损坏。
2.内部限流被触发
－限流点太低
重载、容性负载时，如果限流点太低，流过MOSFET的电流被限制而不足，使得输出不足。解决办法是增大限流脚电阻，提高限流点。
－电流上升斜率太大
上升斜率太大，电流的峰值会更大，容易触发内部限流保护。解决办法是在不使变压器饱和的前提下提高感量
6.待机输入功率大
可能的原因及解决办法：
这种情况会造成空载、轻载时输入功率过高，输出纹波过大。
输入功率过高的原因是，Vcc不足时，IC进入反复启动状态，频繁的需要高压给Vcc电容充电，造成起动电路损耗。如果启动脚与高压间串有电阻，此时电阻上功耗将较大，所以启动电阻的功率等级要足够。
开关次数太多,开关损耗过大。
调节反馈参数,使得反馈速度降低。
7.短路功率过大
现象:
输出短路时,输入功率太大,Vds过高
原因:
输出短路时,重复脉冲多，同时开关管电流峰值很大,造成输入功率太大过大的开关管电流在漏感上存储过大的能量,开关管关断时引起Vds高
输出短路时有两种可能引起开关管停止工作
触发反馈脚的OCP
开关动作停止
Vcc下降到IC关闭电压
Vcc重新上升到IC启动电压,而重新启动
这种方式发生时，限制可占空比，依靠Vcc下降到UVLO下限而停止开关动作，而Vcc下降的时间较长，即开关动作维持较长时间，输入功率将较大。
触发内部限流，占空比受限
Vcc下降到IC关闭电压
开关动作停止
Vcc重新上升到IC启动电压,而重新启动
解决办法:
－减少电流脉冲数,使输出短路时触发反馈脚的OCP，可以使开关动作迅速停止工作，电流脉冲数将变少。这意味着短路发生时，反馈脚的电压应该更快的上升。所以反馈脚的电容不可太大。
－减小峰值电流,
8.空载.轻载输出纹波过大
可能的原因及解决办法：
-Vcc在空载或轻载时不足
Vcc不足时，它表现为: 在启动电压(如12V)和关断电压(如8V)之间振荡
IC在周期较长的间歇工作，短时间提供能量到输出，接着停止工作较长的时间，使得电容存储的能量不足以维持输出稳定，输出电压将会下降。
解决方法：
保证任何负载条件下，Vcc能够稳定供给。
-Burst Mode时，间歇工作的频率太低
此频率太低，输出电容的能量不能维持稳定。
解决办法：
在满足待机功耗要求的条件下稍微提高间歇工作的频率
增大输出电容
9.重载、容性负载不能启动
现象：
轻载能够启动，启动后也能够加重载，但是重载或大容性负载情况下不能启动。
一般设计要求：
无论重载还是容性负载（如10000uF），输入电压最低还是最低，20mS内，输出电压必须上升到稳定值。
原因及解决办法（保证Vcc在正常工作范围内的前提下）：
下面以容性负载C=10000uF为例进行分析，
按规格要求，必须有足够的能量使输出在20mS内上升到稳定的输出电压（如5V）。
E＝0.5*C*V^2
电容C越大，需要在20mS内从输入传输到输出的能量更大。
以芯片FSQ0170RNA为例如图所示，阴影部分总面积S就是所需的能量。要增加面积S，办法是：
1.增大峰值电流限流点I_limit，可允许流过更大电感电流Id
将与Pin4相接的电阻增大，从内部电流源Ifb分流更小，使作为电流限制参考电压的PWM比较器正输入端的电压将上升，即允许更大的电流通过MOSFET/变压器，可以提供更大的能量。
2.启动时，增加传递能量的时间，即延长Vfb的上升时间（到达OCP保护点前）。
对这款FSQ0170RNA芯片,电感电流控制是以Vfb为参考电压的，Vfb电压的波形与电感电流的包络成正比。控制Vfb的上升时间即可控制电感包络的上升时间，即增加传递能量的时间。
IC的OCP功能是检测Vfb达到Vsd（如6V）实现的。所以要降低Vfb斜率，就可以延长Vfb的上升时间。
输出电压未达到正常值时，如果反馈脚电压Vfb已经上升到保护点，传递能量时间不够。重载、容性负载启动时，输出电压建立较慢，加到光耦电压较低，通过光耦二极管的电流小，光耦光敏管高阻态（趋向关断）的时间较长。IC内部电流源给与反馈脚相接的电容充电较快，如果Vfb在这段时间内上升到保护点（如6V），MOSFET将关断。输出不能达到正常值，启动失败。
解决办法：使输出电压达到正常值时，反馈脚电压Vfb仍然小于保护点。使Vfb远离保护点而缓慢上升，或延长反馈脚Vfb上升到保护点的时间，即降低Vfb的上升斜率，使输出有足够的时间上升到正常值。
A.增大反馈电容（C9），可以将Vfb的上升斜率降低，如图所示，由D线变成A线。但是反馈电容太大会影响正常工作状态，降低反馈速度，使输出纹波变大。所以此电容不能变化太大。
B.由于A方法有不足，将一个电容（C7）串连稳压管（D6，3.3V）并联到反馈脚。此法不会影响正常工作，如B线所示，当Vfb<3.3V时，稳压管不会导通，分流。上升3.3V时，稳压管进入稳压状态，电容C7开始充电分流，减小后续Vfb的上升斜率。C。在431的K－A端并联一个电容（C11），电源启动时，C11电压较低，并由光耦二极管和431的偏置电阻R10进行充电。这样光耦就有较大电流通过，使光耦光敏管阻抗较低而分流，Vfb将缓慢上升，如C线所示。R10×C11影响充电时间，也就影响输出的上升时间。
注意点：
1.增加反馈脚电容（包括稳压管串电容），对解决超大容性负载问题作用较小。
2.增大峰值电流限流点I_limit，同时也增加了稳态下的OCP点。需要在容性负载，输入最低情况下检查变压器是否会饱和。
3.如果要保持限流点，须使R10×C11更大，但在超大容性负载（10000uF）情况下，可能会增加5V***的上升时间超过20mS。
此法需要检查动态响应是否受太大影响。
4.431的偏置电阻R10太小，431并联的C11要更大。
5.为了保证上升时间，增大OCP点和增大R10×C11方法可能要同时使用。
10.空载、轻载输出反跳
现象：
在输出空载或轻载时，关闭输入电压，输出（如5V）可能会出现如下图所示的电压反跳的波形。
原因：
输入关掉时，5V输出将会下降，Vcc也跟着下降，IC停止工作，但是空载或轻载时，巨大的PC电源大电容电压并不能快速下降，仍然能够给高压启动脚提供较大的电流使得IC重新启动，5V又重新输出，反跳。
解决方法：
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