【技术】MOSFET和IGBT区别？

电源

本帖最后由 24不可说于 2018-10-10 08:23 编辑

MOSFET和IGBT内部结构不同,决定了其应用领域的不同.

1,由于MOSFET的结构,通常它可以做到电流很大,可以到上KA,但是前提耐压能力没有IGBT强。

2,IGBT可以做很大功率,电流和电压都可以,就是一点频率不是太高,目前IGBT硬开关速度可以到100KHZ,那已经是不错了.不过相对于MOSFET的工作频率还是九牛一毛,MOSFET可以工作到几百KHZ,上MHZ,以至几十MHZ,射频领域的产品.

3,就其应用,根据其特点:MOSFET应用于开关电源,镇流器,高频感应加热,高频逆变焊机,通信电源等等高频电源领域;IGBT集中应用于焊机,逆变器,变频器,电镀电解电源,超音频感应加热等领域

开关电源 (Switch Mode Power Supply；SMPS) 的性能在很大程度上依赖于功率半导体器件的选择，即开关管和整流器。

虽然没有万全的方案来解决选择IGBT还是MOSFET的问题，但针对特定SMPS应用中的IGBT 和 MOSFET进行性能比较，确定关键参数的范围还是能起到一定的参考作用。

本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS (零电压转换) 拓扑中的开关损耗，并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗—导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。此外，还通过举例说明二极管的恢复特性是决定MOSFET 或 IGBT导通开关损耗的主要因素，讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响。

导通损耗：

除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似。由基本的IGBT等效电路（见图1）可看出，完全调节PNP BJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾（voltage tail）出现。

这种延迟引起了类饱和 (Quasi-saturation) 效应，使集电极/发射极电压不能立即下降到其VCE(sat)值。这种效应也导致了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到 IGBT的集电极的瞬间，VCE电压会上升。IGBT产品规格书中列出的Eon能耗是每一转换周期Icollector与VCE乘积的时间积分，单位为焦耳，包含了与类饱和相关的其他损耗。其又分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗；Eon2则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗，可通过恢复与IGBT组合封装的二极管相同的二极管来测量，典型的Eon2测试电路如图2所示。IGBT通过两个脉冲进行开关转换来测量Eon。第一个脉冲将增大电感电流以达致所需的测试电流，然后第二个脉冲会测量测试电流在二极管上恢复的Eon损耗。

假定在导通时，FET电流上升到10A，根据图3中25℃的那条曲线，为了达到10A的值，栅极电压必须从5.2V转换到6.7V，平均GFS为10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。

公式1 获得所需导通di/dt的栅极驱动阻抗

把平均GFS值运用到公式1中，得到栅极驱动电压Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以计算出导通栅极驱动阻抗为37Ω。由于在图3的曲线中瞬态GFS值是一条斜线，会在Eon期间出现变化，意味着di/dt也会变化。呈指数衰减的栅极驱动电流Vdrive和下降的Ciss作为VGS的函数也进入了该公式，表现具有令人惊讶的线性电流上升的总体效应。

同样的，IGBT也可以进行类似的栅极驱动导通阻抗计算，VGE(avg) 和 GFS可以通过IGBT的转换特性曲线来确定，并应用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。计算所得的IGBT导通栅极驱动阻抗为100Ω，该值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS较高，而CIES较低。这里的关键之处在于，为了从MOSFET转换到IGBT，必须对栅极驱动电路进行调节。

传导损耗需谨慎

在比较额定值为600V的器件时，IGBT的传导损耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。这种比较应该是在集电极和漏极电流密度可明显感测，并在指明最差情况下的工作结温下进行的。例如，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。图4显示了在125℃的结温下传导损耗与直流电流的关系，图中曲线表明在直流电流大于2.92A后，MOSFET的传导损耗更大。

不过，图4中的直流传导损耗比较不适用于大部分应用。同时，图5中显示了传导损耗在CCM (连续电流模式)、升压PFC电路，125℃的结温以及85V的交流输入电压Vac和400 Vdc直流输出电压的工作模式下的比较曲线。图中，MOSFET-IGBT的曲线相交点为2.65A RMS。对PFC电路而言，当交流输入电流大于2.65A RMS时，MOSFET具有较大的传导损耗。2.65A PFC交流输入电流等于MOSFET中由公式2计算所得的2.29A RMS。MOSFET传导损耗、I2R，利用公式2定义的电流和MOSFET 125℃的RDS(on)可以计算得出。把RDS(on)随漏极电流变化的因素考虑在内，该传导损耗还可以进一步精确化，这种关系如图6所示。

一篇名为“如何将功率MOSFET的RDS(on)对漏极电流瞬态值的依赖性包含到高频三相PWM逆变器的传导损耗计算中”的IEEE文章描述了如何确定漏极电流对传导损耗的影响。作为ID之函数，RDS(on)变化对大多数SMPS拓扑的影响很小。例如，在PFC电路中，当FCP11N60 MOSFET的峰值电流ID为11A——两倍于5.5A (规格书中RDS(on) 的测试条件) 时，RDS(on)的有效值和传导损耗会增加5％。

在MOSFET传导极小占空比的高脉冲电流拓扑结构中，应该考虑图6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一个电路中，其漏极电流为占空比7.5%的20A脉冲 (即5.5A RMS)，则有效的RDS(on)将比5.5A（规格书中的测试电流）时的0.32欧姆大25%。

公式2 CCM PFC电路中的RMS电流

式2中，Iacrms是PFC电路RMS输入电流；Vac是 PFC 电路RMS输入电压；Vout是直流输出电压。

在实际应用中，计算IGBT在类似PFC电路中的传导损耗将更加复杂，因为每个开关周期都在不同的IC上进行。IGBT的VCE(sat)不能由一个阻抗表示，比较简单直接的方法是将其表示为阻抗RFCE串联一个固定VFCE电压，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是，传导损耗便可以计算为平均集电极电流与VFCE的乘积，加上RMS集电极电流的平方，再乘以阻抗RFCE。

图5中的示例仅考虑了CCM PFC电路的传导损耗，即假定设计目标在维持最差情况下的传导损耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET为例，该电路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流输入电流下工作。它可以传导超过MOSFET 70% 的功率。

虽然IGBT的传导损耗较小，但大多数600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型器件。PT器件具有NTC (负温度系数)特性，不能并联分流。或许，这些器件可以通过匹配器件VCE(sat)、VGE(TH) (栅射阈值电压) 及机械封装以有限的成效进行并联，以使得IGBT芯片们的温度可以保持一致的变化。相反地，MOSFET具有PTC (正温度系数)，可以提供良好的电流分流。

关断损耗 —问题尚未结束

在硬开关、钳位感性电路中，MOSFET的关断损耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾电流，这与清除图1中PNP BJT的少数载流子有关。图7显示了集电极电流ICE和结温Tj的函数Eoff，其曲线在大多数IGBT数据表中都有提供。这些曲线基于钳位感性电路且测试电压相同，并包含拖尾电流能量损耗。

图2显示了用于测量IGBT Eoff的典型测试电路，它的测试电压，即图2中的VDD，因不同制造商及个别器件的BVCES而异。在比较器件时应考虑这测试条件中的VDD，因为在较低的VDD钳位电压下进行测试和工作将导致Eoff能耗降低。

降低栅极驱动关断阻抗对减小IGBT Eoff损耗影响极微。如图1所示，当等效的多数载流子MOSFET关断时，在IGBT少数载流子BJT中仍存在存储时间延迟td(off)I。不过，降低Eoff驱动阻抗将会减少米勒电容 (Miller capacitance) CRES和关断VCE的 dv/dt造成的电流注到栅极驱动回路中的风险，避免使器件重新偏置为传导状态，从而导致多个产生Eoff的开关动作。

ZVS和ZCS拓扑在降低MOSFET 和 IGBT的关断损耗方面很有优势。不过ZVS的工作优点在IGBT中没有那么大，因为当集电极电压上升到允许多余存储电荷进行耗散的电势值时，会引发拖尾冲击电流Eoff。ZCS拓扑可以提升最大的IGBT Eoff性能。正确的栅极驱动顺序可使IGBT栅极信号在第二个集电极电流过零点以前不被清除，从而显著降低IGBT ZCS Eoff 。

MOSFET的 Eoff能耗是其米勒电容Crss、栅极驱动速度、栅极驱动关断源阻抗及源极功率电路路径中寄生电感的函数。该电路寄生电感Lx (如图8所示) 产生一个电势，通过限制电流速度下降而增加关断损耗。在关断时，电流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)决定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，则最大电流下降速度为VGS（th）/Lx=800A/μs。