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同步整流通过降低功耗提高效率

2013-8-12 15:05:53 4565

0 `一些应用要求尽可能高的功率效率。例如，在某种恶劣环境下，要求DC/DC电源在高环境温度下工作，这时就需要低功耗，以让半导体器件的结温保持在其额定范围以内。其他应用可能必须达到能源之星规范或者绿色模式标准的严格效率要求。电池供电型应用的用户希望获得最长的运行时间，而降低功耗可以直接延迟设备运行时间。今天，我们都知道，使用同步整流器可以降低功耗，并提高散热性能。低功耗应用的降压转换器和控制器设计人员已经在使用这种方法。另外，人们还开发了同步升压控制器，用于解决升压应用的功率效率问题。典型应用我们使用两个典型的升压应用来说明同步和非同步整流之间的差异。第一个是低输入电压应用，其可工作在低占空比下，也即输出电压接近输入电压时。这种系统的输入例子是USB端口，或者一块2节或者3节串联电池组成的锂离子（Li-Ion）电池组。DC/DC电源升高电压，对2节锂离子电池或者一台平板电脑的电池进行充电。另一个应用增高系统电源轨的电压至高输出电压，其可工作在更高的占空比下，这时输出电压远高于输入电压。输入例子为12V电源轨。功率放大器、工业计算机或者高能量密度的能量存储，均需要高输出电压。为了说明同步整流的好处，我们使用真实电路对每个应用进行测试，以比较效率和功耗。TI的TPS43060/61同步升压控制器，用于展示这些同步设计。这些电流模式升压控制器集成了控制与门驱动电路，用于低侧和高侧MOSFET。ti的TPS40210电流模式、低侧开关升压控制器用于非同步设计。基础操作图1是步进（升压）拓扑的典型结构图。这种拓扑由低侧功率MOSFET（Q1）、功率电感（L1）和输出电容器（C1）组成。就同步拓扑而言，高侧MOSFET（Q2）用于整流开关。在非同步升压拓扑中，使用了一个功率二极管（D1）。图2显示了开关和电感的电压和电流的等效波形。在Q1“导通”期间，电感电流斜线上升，并且VOUT从VIN断开。在此期间，输出电容器必须为负载供电。在“断开”期间，电感电流斜线下降，并通过整流开关对输出电容器充电。整流器的峰值电流等于开关的峰值电流。整流开关的选择非同步控制器使用一个外部功率二极管作为整流开关。选择功率二极管时需考虑的三个主要方面是：反向电压、正向电流和正向压降。反向电压应高于输出电压，包括开关节点振铃余量。正向额定电流应至少等于电感器的峰值电流。正向电压应较小，以提高效率和降低功耗。平均二极管电流等于平均输出电流。所选二极管封装必须能够处理功耗。同步控制器控制整流开关的另一个MOSFET。如果使用N通道MOSFET，则必须产生高于输出电压的电压，以用于门驱动器。利用一个自举电路来产生这种电压。图1包括了一个标准自图1同步与非同步升压电路举电路的典型结构图，其由自举电容器（CBOOT）和自举二极管（DBOOT）组成。在Q1“导通”期间，自举电容器被充电至某个稳定电压（VCC），其通常由一个控制器内部的低压降稳压器来调节。当Q1关闭时，电容器到接地的电压为VOUT+VCC，并且要求电压可用于开启高侧开关。控制电路也必须更加复杂，以确保整流开关导通之前有足够的延迟，从而避免两个开关同时开启。如果出现这种情况，输出电压通过两个开关短路至接地，引起可损坏开关的强电流。整流开关的功耗为了比较两个不同整流器的效率，我们应计算出功耗。在非同步拓扑中，可使用方程式1估算出整流功率二极管的功耗： PD1=IOUT×VFWD(1) 使用一个同步整流器时，共有两个主要功耗源：传导功耗和空时损耗。当低侧开关关闭时，在高侧开关导通以前存在一定的时间延迟（tDELAY）。在这种延迟期间，高侧开关的体二极管（VSD）导电。一般而言，这被称作空时（停滞时间）。当高侧开关开启时，同样存在MOSFET的RDS（ON）带来的传导损耗。公式2计算占空比（D），而公式3估算损耗（PQ2）： D=（VOUT-VIN）/VOUT (2) 在要求低占空比的应用中，整流开关导电时间占每个开关期间的百分比更大。但是，升压拓扑中非同步整流器的功耗与VIN变化带来的占空比变化无关。这是因为，VIN变化使二极管所导电流的变化大小相等但方向相反。根据方程式1，整流器损耗刚好等于正向压降乘以输出电流。同步整流器情况下，功耗对占空比有一定的依赖度，这是因为传导损耗由FET的电阻引起。这与二极管不同，二极管的损耗由正向压降引起。电阻传导损耗因电流的平方而不同，导致对占空比的依赖性，占空比更高，传导功耗也随之增加。图2 升压电路理想电压和电流波形低占空比应用的效率为了评估低占空比应用的功率效率，我们可对同步设计和非同步设计进行比较。同步设计使用TPS43061同步升压控制器，其与TI的CSD86330Q3D功率模块搭配。该功率模块同时集成了低侧和高侧MOSFET。非同步设计使用TPS40210非同步升压控制器和一个CSD17505Q5A低侧开关，其规格与功率模块类似。这种设计具有一个肖特基二极管，用于整流器，其额定电压和电流至少为15V和7A。具有这种额定值的肖特基二极管的可用最小封装尺寸为TO-277A(SMPC)。仅根据典型开关封装比较解决方案尺寸，我们发现，非同步开关和二极管占用面积为65mm2，而同步功率模块开关的占用面积为12mm2。后者节省了53mm2的面积。两种设计都使用了相同的LC滤波器和750kHz开关频率。图3显示了12V输入和15V输出的这两种设计的效率和功耗情况。理想占空比为20%。本例中，同步整流器的好处很明显。满负载效率提高了约3%，而非同步设计的功耗几乎是同步设计的两倍。图3 低占空比应用的测得效率与功耗高占空比应用的效率为了评估高占空比应用的功率效率，我们再次对同步设计和非同步设计进行比较。同步设计使用TPS43060同步升压控制器，其有一对功率MOSFET，用于低侧和高侧开关。MOSFET使用30mm2的典型8引脚SON封装。非同步设计使用TPS40210非同步升压控制器以及一个相同的MOSFET用于低侧开关。整流器的肖特基二极管额定值至少为48V和16A。肖特基整流器使用D2PAK封装，典型面积为155mm2。相比非同步设计，同步解决方案节省了125mm2的电路板空间。两种设计都使用相同的LC滤波器和300kHz开关频率。图4显示了12V输入和48V输出时两种设计的效率和功耗情况。理想占空比为75%。效率曲线表明，在这种应用中，使用同步整流器没有什么好处。从2.5到3.5A负载电流，同步解决方案的效率开始提高。但是，同步整流的主要好处是要求的电路板空间更少。图4 高占空比应用的测得效率与功耗轻负载效率同步设计使用的TPS43060和TPS43061的特点是非连续导电模式（DCM）反向电流检测，其提高了更轻负载条件下的效率。它降低了开关、电感和检测电阻器的传导损耗，让轻负载效率与非同步解决方案情况相同。作为参考，图5显示了强制连续导电模式（CCM）下工作的估计转换器效率的虚线曲线。CCM工作期间，开关、电感和检测电阻器的估计损耗，决定了该效率的大小。这些曲线表明了DCM下工作的转换器的轻负载效率相对改善情况。但是，对于一些低噪应用或者要求快速轻负载瞬态响应的应用来说，牺牲高轻负载效率来让CCM运行保持在整个负载范围，可能是一种更好的选择。图5 DCM和CCM设计轻负载效率结论很明显，同步整流具有许多好处，特别是在一些负载电流增长的低占空比应用中更是如此。但是，在更低输出电流的高占空比应用中，非同步设计拥有足够高的效率。同步整流的低损耗特点可提高效率，并能减少温升和降低解决方案尺寸。作者：德州仪器 Anthony Fagnani ` 0
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