高频谐振转换器设计注意事项，第2部分

元件

第一部分重点介绍了影响谐振转换器设计的关键寄生参数，以及元件选择标准和变压器设计。本部分重点介绍谐振转换器同步整流器（SR）的设计注意事项。
谐振转换器中的工作状态可能比脉宽调制转换器中的工作状态复杂得多。以图1中的电感-电感-电容器-串联谐振转换器（LLC-SRC）为例，在给定的负载条件和开关频率的相对位置（）的情况下，常规LLC-SRC设计中存在四种常见状态（图2）。 f sw）和串联谐振频率（f r）。当f sw 半导体场效应晶体管（MOSFET）用作整流器（即SR）时，必须以小于50％的占空比关闭SR，以避免整流器电流倒流。否则，过大的循环电流会损害转换器的效率。

图1 电感-电容串联谐振转换器（LLC-SRC）提供软开关功能，允许高频工作。

图2 LLC-SRC在重载和f sw下的工作状态 f r （c），轻负载和f sw > f r （d）表明需要电流检测，以防止在施加SR的情况下在输出整流器上产生反向电流。整流器电流导通时间实际上是0.5 / F ř 在重负载当f SW 一种更可靠的SR控制方法是通过MOSFET的漏源电压（V DS）感应[2]（图3）。基本上，这种SR控制方法将MOSFET V DS 与两个不同的电压阈值进行比较，以开启和关闭MOSFET。一些较新的V DS 感测SR控制器，例如德州仪器（ti）的UCC24624，甚至具有第三个电压阈值，以激活比例栅极驱动器，从而以最小的延迟快速关闭SR。

图3 V DS 感测SR在不同的V DS 电压电平下打开和关闭SR 。
值得注意的是，电压阈值处于毫伏级别；需要高精度的传感电路。因此，通常通过使用具有V DS 电平（通常小于200V）和f sw 限制（通常小于400kHz）的集成电路来实现V DS感测方法。由于V DS 感测SR控制方法的局限性，您将需要另一种SR控制方法来优化高压和高频谐振转换器的SR传导。
使用Rogowski线圈[3]，然后使用积分器和比较器是控制高频谐振转换器SR的另一种方法。图4 是一个方框图，说明在电容器-电感器-电感器-电容器-电容器串联谐振双有源桥式转换器（CLLLC-SRes-DAB）[4]上使用Rogowski线圈进行的SR控制。带绕组的空心线圈（Rogowski线圈）放置在变压器绕组上以进行电流检测。当时变电流流过线圈时，电流产生的磁通量会在线圈绕组上感应出电压。与原始时变电流相比，感应电压将具有90度的相位差。

图4 Rogowski线圈SR控制可在CLLLC-SRes-DAB转换器中实现精确的高频SR感测和控制。
在Rogowski线圈之后添加一个积分器可以产生同相甚至领先于原始时变电流的电压。因此，可以将积分器输出的零电压交叉设置为比时变电流零电流交叉早一些，以适应可能的传播和控制延迟。然后将放大的积分器输出信号与给定的比较器阈值进行比较，以产生具有几乎最佳的SR传导时间的SR驱动信号。插入控制电路的附加斜率检测逻辑可进一步优化不同负载条件下的SR传导时间。由于Rogowski线圈通过磁通量感应电流，因此没有电压电平限制。此外，罗高夫斯基线圈使用的是空芯而不是磁芯材料，因此其带宽非常高，没有饱和极限；因此，与V不同，即使在兆赫兹级谐振转换器上也没有频率限制问题DS 感应SR控制方法。
图5 说明了此处提出的方法。将图5中的时变电流定义为i（t），并假设Rogowski线圈垂直放置在变压器绕组上，则可以使用公式1计算Rogowski线圈绕组的输出电压，如下所示：

其中A 是Rogowski线圈上每匝的横截面积（假设Rogowski线圈上的匝都具有相同的横截面积），N 是Rogowski线圈上的匝数，l 是周长罗氏线圈环，和μ的0 =4π∙10 -7 H / m是渗透常数。

图5 无源积分器允许Rogowski线圈SR控制电路预测零电流交叉时序。
假设在建议的感测电路中使用理想的运算放大器，公式2表示Rogowski线圈输出v 1_0 与无源积分器输出v 2_0之间的电压关系：

可以将方程2中的微分方程求解为

其中一个 0 是常数，并且

为了更轻松地了解如何使用无源积分器和放大器调整相位差，请假定时变电流为纯正弦波，这将使Rogowski线圈输出电压和积分器输出均为纯正弦波。换句话说，在假设v 2_0 （t）= a 1 sin⁡（ωt）的情况下，求解方程式1和2以获得i（t）的方程式，方程式2可以重写为方程式3：

哪里

翻转Rogowski线圈的引脚，时变电流变为公式4：

当使Φ=-π/ 2的等式3和Φ=π通过改变R的值/ 2等式4 1，R 2，C 1 和fθ SW （ω=2πF SW与之间的正确的连接极性） Rogowski线圈输出和积分器输入，积分器输出v 2_0 （t）与SR电流i（t）同相。此外，在实际应用中，您可以设置积分器波形来引导SR电流。因此，分别通过控制器和驱动器上的响应时间和传播延迟，SR关断时序仍可以设法保持在零电流交叉点。
图6 显示了感应电路的绕组电流测量值和增益放大器的输出电压。如您所见，对零电压交叉编程以使其比实际检测电流更早地关断，可适应传播和控制延迟。

图6 此SR电流测量比较显示了预测SR感测，因为积分器输出处的零电流交叉早于实际的零电流交叉。
图7 显示了当开关频率低于串联谐振频率时的完美SR关断时序。

图7 SR在300 kHz（a）和400 kHz（b）的完美零电流交叉处关断。
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