反激电源的Vds与Vgs的分析

电源

图15 工作时MOS管波形

通道2：Vds

如图15所示为正常工作时MOS管波形。在开关管第一次导通之前，Vds两端压降为Vin。在导通时，由于MOS关DS导通，因此Vds电压被拉低。同时，原边电感开始存储能量，在原边电感上还存在一定的漏感，这一部分能量不能被耦合到副边的能量，此时原边电感的电压极性为上正下负。同时，这时候会因为变压器的特性，会给副边折射一个电压，这个电压为Vlp/n（Vlp为原边电感电压，n为变压器匝数比）。

在开关管从导通到关断时，在关断瞬间，原边的没有通路，但是由于电感的存在，电流不能突变。所以在关断瞬间的时候，电感会阻止电流的减小，由于变压器的能量是耦合到副边的，所以进行阻止电流减小的能量只有漏感上的能量。此时漏感释放的能量会给Cds进行充电，此时会引起LC振荡。在开关管导通时，原边电流是呈上升趋势的，也就是在关断瞬间的时候电流为最大值Ip，LC振荡呈现阻尼振荡方式，能量有所消耗，因此振幅慢慢减小。因为V=I*R，LC上的阻抗为Z0=jwl+1/jwl+R(jwl为感抗，1/jwl为容抗，R为回路阻抗)，因此漏感上的最大电压就为Vpleakmax = Ip * Z0。由于MOS关断时，副边回路会导通，此时副边会折射一个电压到原边，由于副边此时电压是上正下负，折射到原边为上负下正，副边电感两端电压为Vf，则折射到原边的电压为Vf*n。

则有： Vds max = Vin + Vf*n + Vpleak max

当漏感能量经过振荡消耗完时，则第一次振荡阶段结束，此时漏感与寄生电容都处于稳定状态，Vds也处于稳定状态，此时由于副边仍然为导通状态，依旧会有折射电压，因此此时的稳定的Vds为

Vds = Vin + Vf*n

在副边能量消耗消耗完之后，副边不再导通，也不再折射能量，此时原边Vds原则上来说电压降为Vin，但是因为寄生电容的存在，电容电压不能突变。此时会出现第二次振荡，由寄生电容及原边电感发生谐振。

根据Vds计算公式Vds max= Vin + Vf*n + Vpleak max可以找出减小Vds的方法

1、降低输入电压，需考虑实际情况下母线电压的范围；

2、减小原副边线圈的匝比，需考虑电源的功率是否合适；

3、降低变压器原边峰值电流，可调节电流环参数以增大过功率补偿，也可增大电流采样电阻以限制过流点；

4、增大RCD的钳位电容，需考虑RCD泄放电阻是否消耗了变压器磁芯能量；

5、减小变压器的漏感，改变变压器绕组的结构和工艺，如绕线要尽量分布得紧凑、均匀。

关于第一次与第二次振幅大小与变压器，MOS管的各个参数有关，减小Vds尖峰（不加RCD，或其他方式），需要减小变压器的漏感，这与变压器的制造工艺有关。减小方法：增大磁芯，减小气隙，增大耦合系数等。

减小第二段振荡：选择寄生参数小的MOS管。

通道3：Vgs

正常情况下是，Vgs符合正常所看到的PWM波。因为导通电阻的存在，所以上升阶段的波形会稍微有一点斜坡。改变导通电阻会影响到导通时间。

还有一种是非正常波形，此种波形是出现大小波的情况。（如下图）

图16 非正常工作时MOS管波形

出现这种非正常波形时，一般是由于反馈参数错误引起的，导致斜坡补偿出现较大的误差，一般出现的情况是高压轻载时。在高压轻载时此时输出电流最小，原边流经电流也是最小，驱动的占空比也最小，当占空比小于电源芯片所能输出的最小占空比时，这时候就会造成输出紊乱。出现如图16的Vgs情况。

解决方法：1、增大副边输出，可以在输出端加假性负载，使电流增大，让原边不至于发生紊乱。

2、改善电流环参数，提高电流环的响应速度。一般性可以更在INS与RT/CT之间的斜坡电容值。

通道4：采样电阻两端

如图15所示，在MOS管导通瞬间有很大的电压脉冲，这个电压脉冲一旦达到1V，就可以触发UC2844的电流环保护机制。是根据反激电源的开通回路进行分析，可以分析出采样电阻两端电压的突然升高的回路为 +à变压器àMOS管à- 。在此回路中，由于变压器（线圈）的存在，理论上来说电流是不可突变的，但是由于现代工艺的问题，在变压器中会存在杂散电容，MOS管中也有极间电容，在MOS管开通的瞬间，此时相当于短路，导致一瞬间的大电流施加在采样电阻上，导致采样电阻的两端电压升高。

图17 2844 PIN3脚电压

查取UC2844规格书可知PIN3的采样值为-0.3到+5.5V，当采样电阻所采得的电压低于最低采样电压-0.3V时，会造成输出限功率/限电流不准，重载或输出短路时导致MOS管、输出整流二极管的损坏等现象。