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[经验] 探索电流反馈放大器特性:双CFA和复合放大器

2020-9-3 16:18:40  315 电流反馈 放大器 电路设计
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在本文中,我们将继续研究电流反馈放大器。我们还将研究一种组合放大器,该放大器结合了电压反馈拓扑和电流反馈拓扑的优点。
在继续之前,请考虑阅读有关VFA(电压反馈放大器)和CFA(电流反馈放大器)的前两篇文章中的信息:
  • 第一部分:CFA简介:电流反馈放大器与电压反馈放大器
  • 第二部分:CFA设计与VFA的优势
配置CFA:R f的重要性通常,电路中的每个节点都会产生以下类型的极点频率


等式(1)
其中,R 节点是该节点提供的等效电阻,C 节点是其对地的杂散电容。
在上一篇文章中,我们考虑了一个特定的CFA原理图,如下所示:


图1. CFA的电路原理图(顶部)及其组成模块(底部)。 这里,除了增益节点之外的每个节点使得R node << R gn,其中R gn是增益节点呈现的等效电阻。其结果是,开环阻增益Z(JF 由增益节点极支配˚F p = 1 /(2πR GN Ç GN),用所有剩余的极通常群集高于该主导至少一些3-4十年极。
数据表中规定的R F的最佳值是在保持1 /ß  曲线尽可能低以最大化环路增益T的需求与避免将其交叉频率f x推入该区域之间折衷的结果。高频极点导致的过多相位滞后。
因此,当为电压跟随器操作配置CFA时,我们必须在其反馈路径中包括R F,如图2 (a)所示


(a)(b)图2.(a)电压跟随器CFA,(b)其1 /β曲线。使用电线代替R F会使电路不稳定,并引起振荡。
与VFA一样,使用普通线将向下推1 /β曲线,直到其与r n重合并与| n相交。z | 在相移过大的区域,如果没有足够的相位曲线,电路将没有振荡,电路肯定会振荡。
只要CFA配备有适当的R F,它就可以用于VFA典型的所有电阻应用中,例如反相同相放大器求和放大器差动放大器IV转换器
它在利用具有电阻反馈功能的运算放大器滤波器应用中也能很好地工作。
CFA的稳定性问题:集成商应用尽管具有适当R F的CFA具有通用性,但出于稳定性考虑,不允许将CFA用作流行的Miller积分器。要知道为什么,请参阅图3 (a)中,在这里我们注意到,由于反馈元件是阻抗ž ˚F = 1 /(Ĵ 2 πfC),我们现在有1 / β = ž ˚F  + ř Ñ


(a)(b)图3.(a)Miller积分器和(b)其1 /β曲线。
在低频下,| Z F | >> r n,我们有| 1 /β | → 1 /(2πfC),并在高频下,| Z F | << r n,我们有| 1 /β | → r n。如图3 (b)所示,交叉频率再次处于相移过大的区域,在该区域中没有相位裕度,电路很可能会振荡。

如何通过使用双CFA获得稳定性上述概念的替代实现使用两个CFA来提供集成功能,而不会破坏任何一个CFA的稳定性:


图4.使用双CFA的集成器实现。
在这里,CFA 2用作单位增益反相放大器,以电压– V o驱动电容器的右极板。流过R F1 = V o / z 1的电流(其中z 1CFA 1的开环增益)几乎消失了,因此我们假定CFA 1的同相输入为零电位。
这使我们可以用KCL编写


等式(2)
提供传递函数,


等式(3)这是具有f o作为单位增益频率的同相积分器的传递函数。该电路可以通过双CFA IC轻松实现,还具有有源频率补偿的优势[1],这是解决双积分环路滤波器中Q增强问题的一项非常理想的功能。

如何抵消CFA中的相位滞后在某些情况下,允许(小)反馈电容,这是在必须抵消由于反相输入端存在大量杂散电容而引起的相位滞后的情况。
一个典型的示例是电流输出数模转换器(DAC)的IV转换,它表现为电流沉I i,其并联杂散电容C s约为几十皮法,甚至数百皮法拉。在图5 (a)中

(a)(b)图5.(a)IV转换器,以及(b)通过线性化的波特图研究其稳定性:下标u代表未补偿(C F = 0),下标c代表补偿(C F到位)。
理想地,该电路将给出V o = R F I i。我们希望以图形方式评估C 的影响。我们观察到在低频下,其中C s为开路,我们仍然有1 /βR F + r n。当C s的阻抗为|时,就会开始感觉到C s的存在。Z s | 变得等于C s本身看到的电阻,即R F ||。[R ñ。这发生在频率fp使得| 1 /(j2πf p C ^ 小号) | = R F || [R ñ,或


等式(4)r n << R F被利用的事实。
过去˚F p中,1 /β曲线开始上升,表明˚F p零频率1 /β,因此一个极点频率为环路增益T =zβ,其中Ž是CFA的开环增益。该极点腐蚀了电路的相位裕度,使其处于振荡的边缘,因此我们需要某种形式的频率补偿。
为了抵消由于C s引起的相位滞后,我们通过反馈电容器C F引入相位超前,如图所示。一个很好的起点是在交越频率f x处打破1 /β曲线,这将导致大约45°的相位裕量。
考虑到r n << R F,我们可以将R F + r n曲线和z曲线之间的交叉频率近似为f t。然后˚F X 几何平均值˚F p˚F 吨,所以施加


等式(5)求解C F 给出



等式(6)
如果需要大于估计的45°的相位裕度,可以通过适当增加C F的值来实现。最好通过经验来完成此任务,方法是使用示波器观察阶跃响应并提高C F直到过冲降低到可接受的值。
复合放大器:最佳的CFA和VFACFA的快速动态特性(宽带宽以及高压摆率)和低失真特性使其适合视频系统,雷达系统,IFRF级,DSL和自动测试设备应用等高速应用。
另一方面,VFA提供更好的DC特性(低输入失调电压和偏置电流),更低的噪声和更高的环路增益,因此它们更适合精密应用。
图6显示了一个兼具两个优点的复合放大器。


图6.兼具VFA和CFA优势的复合放大器。
该电路使用具有10 MHz恒定增益带宽积(GBP)的VFA来实现100 V / V的闭环增益和10 MHz的闭环带宽。如果单独行动,则VFA只能具有(10 MHz)/ 100 = 100 kHz的带宽。但是,以更快的CFA级联并获得100的增益将诱使VFA仅放大1 V / V,即充当纯粹的电压跟随器,我们知道其闭环带宽与GBP一致。 ,又与f t一致。


图5。图6的复合放大器的波德图。将VFA与具有闭环增益的CFA级联A CFA为40 dB,会使VFA的开环增益VFA也向上移动40 dB,从而导致复合开环获得一个comp,在复合闭环中获得A comp。请注意,如何将VFA诱骗为闭环增益A VFA为0 dB 的单位增益电压跟随器。
为了避免在反馈回路中引入任何实质性的延迟而使VFA不稳定,CFA的闭环带宽应比VFA的GBP高得多(例如,十年或更长),这是VFA易于实现的目标。更快的CFA。
该电路具有VFA更好的输入特性(低输入DC误差和噪声)以及最大可实现的环路增益,同时提供了高压摆率和较低的CFA失真。还要注意,CFA输出级的任何过热都永远不会到达VFA的输入级,从而显着降低了输入热漂移的影响。


在本文中,我们继续了对CFA电路拓扑的研究。我们讨论了如何将CFA用于通常适合VFA的电阻应用(即,反相和同相放大器,求和放大器,差分放大器和IV转换器)。
我们还研究了此概念的局限性,因为稳定性会阻止CFA适用于Miller集成商的应用,但如何通过使用双重CFA来实现集成。
最后,我们探索了复合放大器的概念,该组合结合了两个单独的放大器的强度,以达到单独使用单个放大器无法实现的性能。


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