(a)(b)图3.(a)Miller积分器和(b)其1 /β曲线。
在低频下,| Z F | >> r n,我们有| 1 /β | → 1 /(2πfC),并在高频下,| Z F | << r n,我们有| 1 /β | → r n。如图3 (b)所示,交叉频率再次处于相移过大的区域,在该区域中没有相位裕度,电路很可能会振荡。
(a)(b)图5.(a)IV转换器,以及(b)通过线性化的波特图研究其稳定性:下标u代表未补偿(C F = 0),下标c代表补偿(C F到位)。
理想地,该电路将给出V o = R F I i。我们希望以图形方式评估C 的影响。我们观察到在低频下,其中C s为开路,我们仍然有1 /β → R F + r n。当C s的阻抗为|时,就会开始感觉到C s的存在。Z s | 变得等于C s本身看到的电阻,即R F ||。[R ñ。这发生在频率fp使得| 1 /(j2πf p C ^ 小号) | = R F || [R ñ,或
等式(4)r n << R F被利用的事实。
过去˚F p中,1 /β曲线开始上升,表明˚F p是零频率为1 /β,因此一个极点频率为环路增益T =zβ,其中Ž是CFA的开环增益。该极点腐蚀了电路的相位裕度,使其处于振荡的边缘,因此我们需要某种形式的频率补偿。
为了抵消由于C s引起的相位滞后,我们通过反馈电容器C F引入相位超前,如图所示。一个很好的起点是在交越频率f x处打破1 /β曲线,这将导致大约45°的相位裕量。
考虑到r n << R F,我们可以将R F + r n曲线和z曲线之间的交叉频率近似为f t。然后˚F X 是几何平均值的˚F p和˚F 吨,所以施加