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放大器解决信号发生器前端设计挑战

2020-7-18 07:00:00  620 放大器 信号发生器
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过去,任意波形发生器最棘手的部分是输出级的设计。典型信号发生器的输出范围在 25 mV 到 5 V 之间。为了驱动一个 50 Ω 的负载,传统设计采用高性能分立式器件,并联大量集成器件,或者成本昂贵的 ASIC,而要构造出稳定且可编程范围较宽的高性能输出级,设计师往往要投入无数小时的时间。现在,技术进步带来的放大器可以驱动这些负载,降低输出级的复杂性,同时还能减少成本、缩短上市时间。


图 1. 典型信号发生器模型

在使用通用信号发生器时,先输入一个频率,然后按下一个按钮,最后仪器产生一个新的频率。接下来,输入所需输出功率,再按下另一个按钮。在切换内部网络、调整输出电平时,继电器发出咔哒声。这种非连续运行模式是补偿宽可编程范围缺失问题的必要条件。本文提出一种新的架构,它可以解决输出级设计中的一半问题。

克服这个前端设计挑战的两个关键组件是:提供高速、高电压和高输出电流的高性能输出级;以及带连续线性 dB 调谐的可变增益放大器(VGA)。这种设计以 20MHz 的性能为目标,幅度为 22.4 V(+39 dBm),负载为 50 Ω。


图 2. 更小、更简单的信号发生器输出级


新型紧凑式输出级
初始信号可能来自数模转换器(DAC)以产生复杂波形,也可能来自直接数字频率合成(DDS)器件以产生正弦波。任一情况下,其规格和功率调整能力都可能达不到理想状态。第一个要求是用 VGA 提供衰减或增益。但许多 VGA 提供的增益是有限的,往往不足以在本应用中发挥作用。

如果 VGA 的输出可以设为目标电平,则无论输入为何,都可以强制输出已知幅度。例如,如果所需输出幅度为 2 V,且功率输出级的增益为 10,则 VGA 的输出幅度应调节至 0.2 V。当输出级设计正确时,输出幅度最终由 VGA 输出设定。不幸的是,多数 VGA 因可编程范围有限而成了瓶颈问题。

AD8330 是实现 50 dB 范围的首款 VGA,但 AD8338 则树立了新的标杆,这款新型低功耗 VGA 拥有高达 80 dB 的可编程范围。典型的高品质信号发生器的输出幅度范围为 25 mV 至 5 V。高达 46 dB 的可调范围超过了市面上多数现有 VGA 的能力范围。理想条件下,经典信号发生器的输出幅度可能为 0.5 mV 至 5 V,无需使用继电器或开关网络。满量程连续可调,不存在开关和继电器的非连续性问题。另外,不用继电器还可以延长仪器寿命,提高系统可靠性。

现代 DAC 和 DDS 器件一般搭载差分输出,要求设计师使用一个变压器,用单端连接损失一半信号,或者添加一个差分转单端转换器。AD8338 具有天然的适用性,提供全差分接口,如图 3 所示。对于正弦波应用,用 DDS 取代 DAC。


图 3. 把 DAC 连接至 AD8338 的网络示例

AD8338 的一个主要特点是灵活的输入级。作为一款输入 VGA,它通过 ADI 研究员 Barrie Gilbert 发明的"H-amp"拓扑结构来控制输入电流。该设计用反馈来平衡输入电流,同时使内部节点电压维持于 1.5 V。正常条件下,使用 500 Ω 输入电阻,最大 1.5 V 输入信号会产生 3 mA 的电流。如果输入幅度较大,比如 15 V,则将一个较大的电阻连接至"直接"输入引脚。该电阻的大小必须合适,以得到相同的 3 mA 电流:

(1)

单端 15 V 信号将以差分方式输出 1.141 V。此时,最小增益条件下,AD8338 提供 28.4 dB 衰减,因此,最大可能增益为+51.6 dB。作为一种低功耗器件,在 1 kΩ 负载条件下,典型输出摆幅为 1.5 V。

输入 VGA 的功率必须满足以下条件:其总增益范围在不同设定点周围。首先,确定信号发生器产生最大输出需要的输出电平。许多商用发生器为 50 Ω 负载(正弦波)只提供 250 mW rms (+24 dBm)的最大输出功率。这无法满足需要更多输出功率的应用需求,比如测试高输出高频放大器、超声脉冲发生等。

电流反馈放大器(CFA)技术的进步意味着,这不再是个问题。ADA4870CFA 可以用±20 V 电源驱动 1 A(17 V)。对于正弦波,可以在满负载条件下输出最高 23 MHz 的频率,使其成为新一代通用任意波形 / 信号发生器的理想前端驱动器。

对于反射敏感型 50 Ω 系统来说,ADA4870 要求一些无源器件使源阻抗与 50 Ω 负载相匹配:一个阻性焊盘和一个 1.5:1 RF 自动变压器。在 1 V 裕量条件下,当放大器有效负载为 16 Ω 时,可取得 8 W 峰值功率。另外,如果反射不构成问题,则可移除阻性焊盘,并用匝数比为 0.77:1 的变压器代替自动变压器。无阻性焊盘地,输出功率增至 16 W 峰值(28.3 V 幅度)。


图 4. ADA4870 驱动 16 Ω(增益= 10)时的基本连接

为优化输出信号摆幅,我们将 ADA4870 的增益倍数配置为 10,因此,所需输入幅度为 1.6 V。ADA4870 有一个单端输入,AD8338 有一个差分输出,因此,AD8130 差分接收放大器及其 270 MHz 增益带宽积和 1090 V/μs 压摆率可同时提供差分至单端转换和所需增益。AD8338 的输出限制为±1.0 V,因此,AD8130 必须提供 1.6 V/V 的中间增益。组合起来时,三个器件形成一个完整的信号发生器输出级。


图 5. 信号发生器输出级

完成整个设计还需要最后两个步骤:配置输入网络以实现最大输入信号和抗混叠,设计输出网络以实现阻抗转换。

AD8338 输入网络

对于该设计,差分输出幅度为±1.0 V。在工厂默认设置、内部 500 Ω电阻和最大增益条件下,输入幅度一定是 100 μV。通过向直接输入引脚增加电阻,设计师可以调节该要求。由输入电阻决定的增益范围为:

(2)

在各输入端使用 40.2 kΩ 的电阻,可以在噪声功率与输入衰减之间 实现良好平衡。当 VGAIN = 1.1 V(最大增益)时,增益为:

(3)

此时,差分输入只需为 21 mV。

当 VGAIN = 0.1 V 时,增益为:

(4)

对于相同的 21 mV 输入,输出约为 100 μV。

考虑 AD8130 和 ADA4870 的总增益,约为 24.1 dB,ADA4870 的输出幅度范围为 1.6 mV 至 16 V。在阻性焊盘和自动变压器之后,输出端的电压将在 2 mV 到 20 V 之间。

把 AD8338 连接至 DDS 等器件,要求考虑抗混叠和输入衰减。例如,差分输出 AD9834CDDS 要求 200 Ω 电阻接地,以实现正确的摆幅。每个输出只会产生一半的正弦波信号,如图 6 所示。

每个输出峰值为 0.6 V,使得有效输入为±0.6 V,所需衰减为 26 dB。在使用 200 Ω 电阻时,通过构建简单的电阻分压器,可以轻松实现衰减。由于信号摆幅并不统一,因此,信号峰值应该会达到预期衰减值。


图 6. 9834C IIOUT 和 IIOUT 的输出摆幅。未显示混叠伪像

(5)

使用标准的 6.98 Ω 和 191 Ω 电阻值,结果会产生 0.7%的误差。

最后,需要一定的抗混叠处理。在 75-MSPS 采样速率下,奈奎斯特速率输出为 37.5 MHz,超过了该设计的 20 MHz 带宽。将抗混叠极点设为 20 MHz,则所需电容为:

(6)

这是一个标准值,因此,完整的输入网络如图 7 所示:


图 7. DDS + 衰减和滤波器网络 + AD8338

构建该级并进行测量。总体变化在±0.6 dB 之内,如图 8 所示。


图 8. AD8338 配置的计算所得增益和实测增益


ADA4870 输出级
在单端输出由 AD8130 提供的情况下,ADA4870 将执行最终 10 倍增益。设置该增益需要两个电阻,无外部补偿情况下,该级很稳定。未完成的唯一工作是调整输出网络,以满足应用需求。有三种通用实现方案:

1. 从放大器直接输出至 50 Ω

2. 填充自动变压器输出至 50 Ω

3. 未填充自动变压器输出至 50 Ω

对于直接输出,放大器输出直接连接输出连接器,无需用任何网络来转换源,如图 9 所示。这种方法是真直流连接源的完美选择,虽然不能发挥出器件的全部潜力,但仍然比典型信号发生器的 10 V 输出幅度要好得多。在这种情况下,最大峰值功率为 5.12 W。


图 9. 直接输出驱动连接

对于焊盘式设计,16 Ω 负载在一个 8 Ω 的串联焊盘与经滤波处理的 1.5:1 自动变压器之间分配,如图 10 所示。在该模式下,由于设计具有低阻抗特性,因此,设计师使用的电感值可以比用于 50 Ω设计的电感小 6.25 倍。低通滤波器和自动变压器把 8 Ω 有效源阻抗转换成匹配良好的 50 Ω 负载。这种设计方法的总峰值输出功率为 8 W,最适合需要 50 Ω 匹配源的应用,在这类应用中,反射可能成为一个问题,比如,传输线路较长时。


图 10. 焊盘式输出设计的 ADA4870 连接

在目标频段内,对于任何反射, 输入阻抗均表现为 50 Ω

最后一个选项,也可能是信号发生器最有用的选项,不使用 8 Ω焊盘,而且输出功率提高了一倍。我们仍然建议使用 LC 阶梯式滤波器,如图 11 所示,但阶梯值比用于 50 Ω 系统(设计的标称阻抗为 16 Ω)的值小 3.125 倍。在这种情况下,自动变压器使用的匝数比为 0.77:1。该模式下,峰值正弦波输出幅度为 28.3 V,ADA4870 将驱动约 16 W 至 50 Ω 负载(8 W rms 或 39 dBm)。


图 11. 用于驱动 50 Ω 负载的最佳功率输出连接


整体解决方案
在现实世界中,如果与真实世界不相符,仿真和等式毫无意义。因此,有必要构建一个完整的系统,基于预期值测量其性能。图 12 所示为一种实际焊盘式输出设计的原理图。


图 12. 完整的简化原理图

图 13 所示为无滤波器条件下的实测结果。系统增益一致性误差为±1 dB,最差条件下输出功率高达 2.75 W rms(5.5 W 峰值)(P1dB 压缩点,34 dBm)。值得注意的是,总增益范围超过 62 dB,范围比许多标准发生器多 16 dB。


图 13. 焊盘式、未滤波输出功率结果。无滤波器时,系统在 36 dBm 时出 现一个 P1dB 点。FTEST = 14.0956 MHz

增益范围可通过改善 DDS 输出端滤波机制以及降低系统噪声的方式提高。图 14 所示为采用滤波器时的相同测量值。滤波输出不存在同样的 P1dB 问题,结果将满量程+36 dBm 输出转换成 50 Ω负载。总增益线性度更佳(≤0.65 dB),误差仅出现在中间电平周围。


图 14. 5 阶低通滤波器的实测输出(fc = 20 MHz)。FTEST = 14.0956 MHz

如果具体运行模式需要甚至更高的输出功率,则针对给定应用,可以将多个输出放大用于驱动专业变压器。或者,可以将这里描述的设计方法用于电源较低的系统,但这些方法必须符合替代设计的限制要求。

注意,受累积输入衰减和增益误差影响,测量上限止于 VGAIN =0.9375 V。通过调整初始衰减网络,充分考虑总系统误差,可以解决这个问题。校正后,总系统增益范围将增至 74 dB。

结论
配合高性能 VGA 使用高性能、高输出 CFA,可以为新一代信号发生器构建出一种简单前端。这些器件的高度集成可以降低 PCB 电路板的总面积和成本。

要获得更多功能,可以在闭环反馈系统中使用 AD8310 等对数放大器。增加对数放大器后,配合 AD9834C 等 DDS,设计师可以集成各种形式的包络调制,如频移键控(FSK)、开关键控(OOK)和相移键控(PSK),将其作为一项内在功能;通过创造性地使用两个基本模块,实现不尽其数的选项。

王栋春 2020-7-18 22:57:47
不错的知识点讲解
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