AD8363功率检测器的中文资料

　　特征
　　从50赫兹到6千兆赫的精确均方根到直流转换单端输入动态范围》50分贝；无需巴伦或外部输入调谐；波形与调制无关的射频功率检测；线性分贝输出，标度：52毫伏/分贝；日志一致性误差：《±0.15分贝；温度稳定性：《±0.5分贝；供电电压范围：4.5 V至5.5 V；工作温度范围：-40°C至+125°C；功率降到1.5兆瓦；占地面积小，4 mm×4 mm，LFCSP。
　　应用
　　功率放大器线性化/控制回路；多标准、多载波无线基础设施（MCGSM、CDMA、WCDMA、TD-SCDMA、WiMAX、LTE）；发射机功率控制；发射机信号强度指示（TSSI）；射频仪器。
　　一般说明
　　AD8363是一个真正的均方根响应功率检测器，可直接由单端50Ω电源驱动。此功能使AD8363的频率多功能，消除了需要巴伦或任何其他形式的外部输入调谐操作高达6千兆赫。
　　AD8363为各种高频通信和仪表系统提供独立于波形的精确功率测量。它只需要一个5V的电源和几个电容器，使用方便，测量精度高。AD8363可以在任意低频到6GHz范围内工作，并且可以接受有效值从小于-50 dBm到至少0 dBm的输入，大峰值因子超过了WiMAX、CDMA、W-CDMA、TD-SCDMA、多载波GSM和LTE信号精确测量的要求。
　　AD8363可以确定具有复杂低频调制包络的高频信号的真功率，也可以用作简单的低频均方根电压表。通过在CHPF管脚上增加一个电容器，可以降低其内部偏置零环产生的高通角。
　　VOUT作为一种功率测量装置与VSET相连。然后输出与输入的rms值的对数成正比。该读数直接以分贝表示，方便地缩放到52 mV/dB，或每十年约1 V；然而，其他斜坡容易布置。在控制器模式下，施加到VSET的电压决定输入端所需的功率水平，以使偏离设定点的值为零。输出缓冲器可以提供高负载电流。
　　当通过应用于TCM2/PWDN引脚的逻辑高电平断电时，AD8363的功耗为1.5 mW。它在25°C时在大约30μs内通电至其60毫安的标称工作电流。AD8363可在4 mm×4 mm 16引线LFCSP中使用，以在-40°C至+125°C的温度范围内工作。
　　一个完全填充符合RoHS的评估委员会也可用。
　　
　　典型性能特征
　　VPOS=5 V，ZO=50Ω，单端输入驱动器，VOUT连接到VSET，VTGT=1.4 V，CLPF=3.9 nF，CHPF=2.7 nF，TA=+25°C（黑色），-40°C（蓝色），+85°C（红色），如适用。除非另有说明，否则在0 dBm、-10 dBm和-40 dBm下使用3点校准计算的误差。输入射频信号为正弦波（CW），除非另有说明。
　　
　　操作理论
　　AD8363的计算核心是一个高性能的AGC环路。如图33所示，AGC环路包括宽带可变增益放大器（VGA）、平方律检测器、幅度目标电路和输出驱动器。有关功能块的更详细描述，请参阅AD8362数据表。
　　本数据表中用于区分管脚名称和管脚信号的术语如下：
　　（1）、管脚名称都是大写的（例如，VPOS、COMM和VOUT）。
　　（2）、与该管脚相关联的信号名或值是带有部分下标（例如，C、CHPF和VOUT）的管脚助记符。
　　平方律探测器和幅度目标
　　VGA增益的形式：
　　
　　其中：走是基本的固定收益。VGNS是定义增益斜率（分贝）的标度电压每电压变化）。增益随VSET的增大而减小。
　　VGA输出为：
　　
　　其中RF是施加到AD8363的输入端子的交流电压。
　　将VGA的输出应用于宽带平方律检测器。探测器提供射频输入信号的真实有效值响应，与波形无关。探测器输出I是一个正平均值的波动电流。I和内部产生的电流I之间的差异由C和附加在求和节点处的CLPF引脚上的外部电容集成。C是片上25pf滤波电容，而C是连接到CLPF引脚的外部电容，可以用来任意增加平均时间，同时与响应时间折衷。当AGC回路处于平衡时：
　　只有当：
　　其中VTGT是VTGT引脚处的电压。这个别针可方便地通过电压连接到VREF引脚当VTGT=1.4V。
　　因为平方律探测器在电上是相同的匹配良好，过程和温度相关变化实际上被取消了。
　　
　　由于平方律探测器的电特性相同且匹配良好，有效地消除了过程和温度相关的变化。
　　通过改变VGA设置点强制先前的标识，很明显：
　　
　　用公式2中的V值代入：
　　
　　当作为测量设备连接时，VSET=VOUT。解决作为RFIN函数的VOUT
　　
　　其中：垂直斜率为1伏/十年（或50毫伏/分贝）。VZ是截获电压。
　　当RMS（RFIN）=VZ时，因为log10（1）=0，这意味着VOUT=0V，使截距成为强制VOUT=0V的输入。Vz已被固定到大约280μV（大约）。-58 dBm，参考50Ω），CW信号频率为100 MHz。实际上，AD8363对小于~-56 dBm。这意味着截距是外推的超出设备工作范围的值。
　　如果需要，可以通过在VOUT和VSET之间使用电阻分压器来改变V的有效值。（有关更多信息，请参阅输出电压缩放部分。）
　　在大多数应用中，AGC回路通过设定点接口和VSET引脚闭合。在测量模式下，VOUT直接连接到VSET。（有关更多信息，请参阅测量模式基本连接部分。）在控制器模式中，控制电压施加到VSET，VOUT管脚通常驱动放大或衰减系统的控制输入。在这种情况下，VSET管脚处的电压迫使AD8363的RF输入处的信号幅度通过反馈来平衡系统。（有关更多信息，请参阅控制器模式基本连接部分。）
　　射频输入接口
　　图34显示了AD8363***频输入的连接。输入阻抗主要由连接在INHI和INLO之间的内部50Ω电阻器设置。在每个引脚上设置大约一半电源电压的直流电平。INHI引脚或INLO引脚都可以用作单端RF输入引脚。（请参阅射频输入引脚的选择部分。）如果这些引脚上的直流电平受到干扰，性能会受到影响；因此，必须将信号耦合电容器从输入信号连接到INHI和INLO。由耦合电容和内阻形成的输入信号高通角为：
　　
　　其中C是法拉兹，f是赫兹。输入耦合电容的值必须足够大，以通过感兴趣的输入信号频率。另一个输入引脚应该是射频交流耦合到公共（接地）。
　　
　　在RF输入上采用了广泛的ESD保护，这限制了最大可能的输入幅度到AD8363。
　　射频输入引脚的选择
　　AD8363的动态范围可以通过为预期的工作频率选择正确的射频输入引脚来优化。使用INHI（Pin 14），用户可以在高达2.6ghz的频率下获得最佳的动态范围。在2.6ghz以上，建议使用INLO（引脚15）。在2.6 GHz时，在两个输入处获得的性能大致相等。AD8363设计时考虑了单端射频驱动器。巴伦可以用来驱动INHI和INLO差速器，但这是不必要的，也不会导致改善的动态范围。
　　小信号环路响应
　　AD8363在环路中使用VGA来强制平方射频信号等于平方直流电压。对于小信号的环路响应，这种非线性环路可以简化和求解。低通转角极点由：
　　
　　其中：I以安培为单位。CLPF在法拉兹。频率是赫兹。ITGT是从VTGT派生的；但是，ITGT是VTGT乘以电阻，即
　　
　　GM约为18.9μs，因此VTGT相当于典型的推荐1.4伏，ITGT约为37μA。这个电流随温度而变化；因此，小信号磁极随温度变化。但是，因为射频平方电路和直流均压电路轨道随温度变化，不存在温度变化对VOUT绝对值的贡献。对于连续波信号，
　　
　　然而，具有大峰值因子的信号包含低伪随机频率成分，这些伪随机频率成分要么需要滤波，要么需要采样和平均。有关详细信息，请参阅为CLPF选择值部分。
　　温度传感器接口
　　AD8363提供一种温度传感器输出，输出电压缩放因子约为5 mV/°C。输出能够在4℃或25℃以上的温度下达到最大值4μA，最大值为25μm。如果需要额外的电流吸收能力，则可以在TEMP和COMM引脚之间连接外部电阻器。25°C的典型输出电压约为1.4 V。
　　
　　VREF接口
　　VREF引脚提供内部产生的电压参考。V电压是一个温度稳定的2.3伏参考电压，能够在4℃或25℃以上的温度下达到最大值为50μA，外部电阻可以连接在VREF和COMM引脚之间，以提供额外的电流吸收能力。如果需要，此引脚上的电压可用于驱动TCM1、TCM2/PWDN和VTGT引脚。
　　
　　温度补偿接口
　　专有技术被用于最大化AD8363的温度稳定性。为了获得最佳性能，必须使用TCM1和TCM2/PWDN引脚补偿输出温度漂移。补偿的绝对值随频率和电压而变化。表4显示了TCM1和TCM2/PWDN引脚的建议电压，以便在驱动单端和使用V=1.4V时，在额定温度范围内（-40°C《T《85°C）保持最佳温度漂移误差。
　　
　　选择表4中的值是为了在-40°C至+85°C温度范围内的可用动态范围的高端给出最佳漂移性能。
　　使用TCM1和TCM2/PWDN补偿温度漂移的装置允许很大的灵活性，用户可能希望修改这些值以在动态范围内的另一个振幅点、对于不同的温度范围或对于表4所示的操作频率以外的工作频率进行优化。
　　为了找到一个新的补偿点，可以扫描V和V，同时在感兴趣的频率和振幅上监测温度上的V。在给定的功率和频率下，V和V达到最小温度漂移的最佳电压是V和V的值，其中V具有最小的移动。有关更多信息，请参阅AD8364和ADL5513数据表。
　　在设备温度接近25°C时，改变V和V对V的影响非常小；然而，随着温度偏离25°C，补偿电路的影响越来越大，并且越来越需要最佳的温度漂移性能。
　　图37显示了在25°C和85°C时对温度漂移性能的影响，因为V是变化的，但V保持恒定在0.6 V。
　　
　　TCM1主要在温度下调整AD8363的截距。这样，TCM1可以被认为是对补偿的粗略调整。相反，TCM2执行微调。为此，建议在用V和V寻找补偿时，先调整V，当找到最佳性能时，再调整V进行优化。
　　从图37可以明显看出，温度补偿电路可用于在任意选择的输入振幅下调整最低漂移。尽管图37中没有显示，但可以在-40°C或AD8363工作范围内的任何其他温度下同时进行类似的分析。
　　不同设备的性能略有不同；因此，必须在统计上得出在大量生产应用中有用的设备群的最佳V和V值。
　　TCM1和TCM2引脚具有高输入阻抗，分别约为5 KΩ和500 KΩ，并且可以通过使用电阻分压器方便地从外部源或从VREF的一部分驱动。VREF确实随温度和射频输入振幅略有变化（见图32和图29）；但是，变化量不大可能对射频测量系统的最终温度稳定性产生重大影响。
　　图38显示了TCM1的简化示意图。有关TCM2接口，请参阅断电接口部分。
　　
　　掉电接口
　　在25°C的AD8363的静态和禁用电流分别为约60毫安和300μA。双功能管脚TCM2/PWDN连接到温度补偿电路和断电电路。通常，当PWDN大于V−0.1v时，设备完全断电。图28显示了这个特性作为V的一个函数。由于AD8363的这个部分的设计，当V通过一个在4.5 V（或V～0.5 V）的窄范围时，TCM2/PWDN引脚下沉大约750μA。用于禁用AD8363的源必须为此具有足够高的电流能力。图23显示了不同射频输入电平的典型响应时间。输出在大约35μs内达到其稳态值的0.1分贝；然而，参考电压可在更短的时间内达到全精度。这种唤醒响应随输入耦合和电容C和C而变化。
　　
　　VSET接口
　　VSET接口具有72 kΩ的高输入阻抗。VSET上的电压转换为内部电流，用于设置内部VGA增益。VGA衰减控制约为19分贝/伏。
　　
　　输出接口
　　AD8363中使用的输出驱动器与AD8362上的输出级不同。AD8363集成了具有上拉和下拉功能的轨道扭转输出驱动器。无负载的VOUT缓冲器的闭环-dB带宽约为58 MHz，单极滚降为20 dB/dx。输出噪声在100 kHz时约为45 nV/z Hz，这是由于AD8363的结构而独立于C。VOUT可以源和汇高达10毫安。VOUT和COMM之间的内部负载为2.5 kΩ。
　　
　　VTGT接口
　　可以使用外部电源或通过电阻分压器将VREF引脚（名义上为2.3 V）连接到VTGT引脚来设置目标电压。当VTGT管脚上有1.4v电压时，VGA必须提供的rms电压为1.4v×0.05＝70mvrms，以平衡AGC反馈回路。本数据表中的大多数特征信息是在V=1.4V时收集的。可以使用高于或低于此电压的电压；但是，这样做会增加或减少内部方形单元处的增益，从而导致截距相应增加或减少。这进而影响灵敏度和可用测量范围。由于方形单元的增益随温度而变化，因此会导致测量范围内的振荡或损耗。出于这些原因，不要将V降低到1.3 V以下。
　　
　　测量模式基本连接
　　AD8363需要名义上为5 V的单电源。电源连接到两个电源引脚VPO。使用两个值等于或类似于图43所示的电容器来断开管脚。这些电容器必须在输入的整个频率范围内提供低阻抗，并且它们应尽可能靠近VPOS管脚。并联使用两个不同的电容值，以提供对地短路的宽带交流电。
　　输入信号可以采用差分输入或单端输入，但在这两种情况下，输入阻抗均为50Ω。此数据表中的大多数性能信息都是通过单端驱动器获得的。在频率低于2.6GHz（如图43所示）的INHI引脚上使用单端驱动器实现最佳测量范围，同样，在频率高于2.6GHz的INLO引脚上实现最佳性能（如图43所示；但INLO与输入端为交流耦合，INHI与地面为交流耦合）。
　　通过将VOUT连接到VSET，AD8363处于测量模式。这将用代表VGA控制电压的V关闭设备内的AGC回路，该电压要求在内部平方律检测器的输入端呈现正确的均方根电压。
　　
　　系统校准及误差计算
　　AD8363在1.9GHz下的测量传递函数如图44所示，其中包括输出电压与输入振幅（功率）以及计算误差与输入电平的关系图。当输入电平从-55 dBm变化到+0 dBm时，输出电压从~0 V变化到~3.1 V。
　　由于斜率和截距因设备而异，必须进行板级校准以获得高精度。理想输出电压的方程式可以写成：
　　
　　其中：坡度输出电压的变化除以输入功率的变化（分贝）。
　　
　　拦截是输出电压等于0 V时的计算输入功率级（注意，截距是外推理论值，而不是测量值）。
　　通常，在设备制造过程中，通过对AD8363的输入应用两个或更多已知的信号电平并测量相应的输出电压来执行建立斜率和截距的校准。校准点一般选择在设备的线性in-dB工作范围内。
　　通过两点校准，斜率和截距计算如下：
　　
　　在设备校准过程中，计算斜率和截距并将其存储在非易失性存储器中后，可根据探测器的输出电压，利用方程计算未知输入功率。
　　
　　日志一致性错误是这条直线与检测器的实际性能之间的差异。
　　
　　图44包括使用两点校准时的误差图（校准点为-20 dBm和-40 dBm）。根据定义，校准点的误差等于0。
　　通过增加标定点数，可以减小两点标定误差图中明显的传递函数的残余非线性。图45显示了三点校准的校准后误差图。通过多点标定，将传递函数分段，每个分段都有自己的斜率和截距。在校准过程中，应用多个已知功率电平，并测量多个电压。当设备运行时，首先使用探测器测量的电压来确定要使用哪个存储的斜率和截距校准系数。然后，通过在方程15中插入适当的斜率和截距来计算未知功率级。
　　图45显示了使用三点校准（校准点为0 dBm、-10 dBm和-40 dBm）时25°C和过温时的输出电压和误差。选择校准点时，不要求点之间的间距相等。使用的校准点数量也没有限制。
　　
　　图44和图45中的-40°C和+85°C误差图是使用25°C校准系数生成的。这与大规模生产环境中的设备校准一致，在这种环境中，仅在一个温度下进行校准是可行的。
　　工作温度125°C
　　AD8363工作温度高达125°C，性能略有下降。图46显示了与使用表4中TCM1和TCM2值的其他温度相比，在125°C下的典型操作（使用两点校准绘制误差）。通过修改表4所示TCM1和TCM2引脚上的电压，可以优化温度补偿，使其在85°C以上运行。
　　
　　输出电压标度
　　AD8363的输出电压范围（名义上是0伏到3.5伏）可以很容易地增加或减少。在许多情况下，调整输出比例是有意义的。例如，如果AD8363正在驱动具有0 V至5 V输入范围的模拟-数字转换器（ADC），那么增加检测器的标称最大输出电压为3.5 V是有意义的，以便它更接近于5 V。这使得ADC的输入范围更好地利用，并且在比特/分贝方面最大化了系统的分辨率。
　　如果仅使用AD8363的射频输入功率范围的一部分（例如，-10 dBm到-40 dBm），则可以增大缩放比例，以便此缩小的输入范围适合AD8363的可用输出摆幅（0 V到4.8 V）。
　　可以通过在输出引脚上添加分压器来减小输出摆幅，如图47所示（VOUT直接连接到VSET，VOUT上有电阻分压器）。图47还显示了如何使用类似于在非转换模式下设置运放增益的技术来增加输出电压摆幅。当VSET引脚相当于运算放大器的反向输入时，在VOUT和VSET之间连接一个电阻分压器。
　　
　　方程17是控制这一点的一般函数。
　　
　　其中：VO是标称最大输出电压（见图4）通过图18）。VO是新的最大输出电压（例如，高达4.8伏）。RIN是VSET输入电阻（72 kΩ）。
　　在选择R1和R2时，必须注意VOUT引脚的电流驱动能力和VSET引脚的输入电阻。电阻器的选择不应导致输出电流过大。然而，使R1和R2过大也有问题。如果R2的值与VSET输入的72 kΩ输入电阻兼容，则该输入电阻（随设备而略有变化）会导致产生斜率和输出电压。一般来说，R2的值应至少比VSET的输入电阻小10倍。因此，R1和R2的值应在1 kΩ到5 kΩ的范围内。
　　同样重要的是要考虑到设备到设备和输出摆幅的频率变化以及AD8363输出级的最大输出电压4.8 V。VOUT分布在典型的性能特征部分（图3到图18）中的主要频率带中得到了很好的表征。
　　偏移补偿，最小C和最大C电容值低截获概率水力发电厂
　　偏移补偿环路用于消除内部VGA内的小直流偏移，如图48所示。该环路的高通转角频率使用一个25 pF的片上电容器设置为约1 MHz。由于低于1MHz的输入信号被解释为不需要的偏移电压，这限制了设备的工作频率范围。要在较低频率（低于1 MHz）下操作AD8363，必须通过在CHPF和VPO之间连接电容器来降低高通转角频率。
　　内部偏移电压取决于VGA工作时的增益，因此也取决于输入信号的振幅。当使用较大的C值时，偏移校正过程可以延迟VGA增益的更快速变化，这可以增加环路完全适应给定稳定输入振幅所需的时间。这可以表现在AD8363的一个跳跃的，看似振荡的反应中。
　　因此，在选择C和C时应小心，因为有可能产生振荡。一般来说，使CPLF管脚上的电容尽可能大；电容器上没有电容的最大值。在高频时，CHPF引脚不需要外部电容器；因此，引脚可以保持打开状态。然而，当试图获得快速响应时间和/或在低频下工作时，为C和C选择适当的电容值时要格外小心。通过将增益控制管脚（VSET）连接到VOUT，V可以以芯片上的方形单元和C确定的速率旋转。当V随时间变化时，VGA中的直流偏移也随时间变化时间。VSET旋转的速度可以产生一个时变的偏移量，该偏移量在CHPF设置的高通转角范围内。因此，在测量模式下，注意适当设置CLPF以减少回转。值得注意的是，大多数典型的性能数据是用CLPF=3.9nF和CHPF=2.7nF和CW波形导出的。
　　基于回转率限制的最小适当CLPF如下：
　　
　　其中：CLPF在法拉兹。频率是赫兹。
　　这考虑了片上25 pF电容器，CF，在与CLPF平行。但是，因为有其他内部影响环路稳定性的设备延时，使用最小CLPF390磅。给定高通极点的最小合适CHPF频率是：
　　
　　其中FHP为赫兹。
　　25 pF的减法是片上25 pF电容器与外部CHPF并联的结果。通常，选择CHPF以使极点（3db角）至少低于所需信号频率十年。注意，在没有外部CHPF的情况下，偏移补偿系统的高通角大约为1 MHz，因此，增加外部电容降低了拐角频率。
　　下面的例子说明了在使用一个1 GHz输入信号的AD8363测量模式时输入耦合电容、最小CPLF和最大CHPF的正确选择。
　　1、选择比输入信号频率低至少十年的3分贝角的输入耦合电容器。从方程8可知，C》10/（2×π×RF×50）=32pf最小值。根据该计算，32 pF足够；但是，输入耦合电容器的值应大得多，通常为0.1μF。连接到CHPF的偏移补偿电路应是系统高通转角频率的真正决定因素，而不是输入耦合电容器。使用0.1μF耦合电容器，低至32 kHz的信号可以耦合到输入端，输入端远低于系统高通频率。
　　2、选择C来减少由于VSET转换率引起的不稳定性。
　　见方程18，其中FRQRFIN=1 GHz，这导致CLPF》20 pF。但是，如前所述，不建议值低于390 pF。为此，选择了470 pF电容器。此外，如果不需要快速响应时间，则应选择比此处给出的更大的CLPF值。
　　3、选择CHPF设置偏移补偿系统的3db角。见方程19，在这种情况下，FHPPOLE是100兆赫，比期望信号低十年。这会产生一个负数，显然，负值是不实际的。由于高通角频率已经是1兆赫，这一结果简单地说明，适当的解决办法是不使用外部CHPF电容器。
　　注意，根据方程式9
　　
　　470 PF的CPLF导致小信号低通角频率约为144 kHz。这反映了测量系统的带宽，以及用户期望输出变化的速度。这并不意味着对输入射频载波频率有任何限制。
　　
　　为C选择一个值
　　小信号环路响应部分和偏移补偿、最小CPLF和最大CHPF电容值部分讨论了如何基于最小电容390 PF、转换速率限制和操作频率来选择CPLF的最小值电容。使用CLPF的最小值可以使脉冲型波形（如WiMAX）的响应时间最快，但也允许伪随机调制波形对输出造成的最大残余纹波。对于CPLP-引脚，电容不存在最大值，并且在大多数情况下，可以添加足够大的电容器来消除由调制引起的残留纹波，但允许对输入功率的变化作出足够快的响应。
　　图49显示了当AD8363由2.14GHz的单载波CDMA2000 9CH SR1信号驱动时，残余纹波、上升时间和下降时间如何随滤波器电容而变化。上升时间和下降时间基于在无信号和10 dBm之间脉冲的信号，但如果输入功率变化较小，则速度更快。
　　
　　表5显示了常用调制方案的CLPF推荐值。对于非脉冲波形，增加CLPF，直到剩余输出噪声低于50 mV（±0.5 dB）。在每种情况下，可以增加电容器以进一步降低噪声。还列出了对输入步骤的10%到90%的步骤响应。如果增加的响应时间高得不可接受，则降低C，这会增加输出上的噪声。由于输出纹波的随机性，如果由ADC采样，则在数字域中进行平均进一步降低残余噪声。
　　表5给出了在保持合理响应时间的同时尽量减少噪声的CLPF值。对于非脉冲型波形，不需要对输出进行平均。对于脉冲波形，噪声越小，输出所需的平均值就越少。系统规范确定了必要的上升时间和下降时间。例如，WiMAX的建议C值假定不需要测量前导码中的功率。
　　图50显示了上升时间如何切断前导。注意，前导码中的功率可以很容易地测量；但是，CLPF值必须稍微降低，并且主信号中的噪声将增加。
　　
　　如图49所示，AD8363的下降时间增加随着CLPF电容的增加，上升时间加快。一些脉冲型调制标准要求快速下降时间为以及一个快速上升时间，在所有情况下，输出纹波较少是理想的。在输出端放置一个RC滤波器可以减少纹波纹波的频率含量和过滤器。使用RC输出滤波器也可以改变上升和下降时间与输出纹波响应相比CLPF电容。
　　
　　图51显示了2.14GHz脉冲信号（C=3900pF）的响应。来自单载波CDMA2000 9CH SR1信号的剩余纹波为150 mV p-p。（纹波未显示在图51中）。纹波是单独测量的。）图52显示了C为390 pF的2.14 GHz脉冲信号和一个输出滤波器的响应，该输出滤波器由一个串联75Ω电阻（最接近输出）和一个0.15μF电容接地组成。此配置的剩余纹波也是150 mV p-p。请注意，当使用较大的C获得150 mV p-p纹波时，上升时间更快，下降时间更慢。
　　
　　射频脉冲响应与VTGT
　　AD8363对脉冲射频波形的响应受V的影响。参考图21和图22，在射频波形开始和V开始显示反应的时间之间有一段不活动的时间。这是在AD8363内实现平方电流平衡的结果。这个延迟可以通过减小V来减小；但是，正如前面在VTGT接口部分中指出的，这对灵敏度、截距和动态范围有影响。在减小延迟的同时，减小V增加了V的上升和下降时间。
　　控制器模式基本连接
　　除了作为测量设备外，AD8363还可以配置为控制有效值信号电平，如图53所示。
　　设备的射频输入按测量模式配置，任何一个输入都可以使用。一个定向耦合器可以切断VGA产生的一些功率。如果主信号路径中的损耗不是问题，并且信号链中下一阶段的反射能量没有问题，则可以使用功率分配器代替定向耦合器。在AD8363上设置最大输入信号等于在工作频率下最佳线性度和温度稳定性的推荐最大输入电平可能需要一些额外的衰减。
　　VSET和VOUT引脚不再短接在一起。VOUT现在为VGA提供一个偏置或增益控制电压。VGA的增益控制必须是负的、单调的，即电压越高，增益越小。然而，装置的增益控制传递函数不需要很好地控制或特别线性化。如果VGA的增益控制感测为正，则可以在AD8363和VGA之间使用具有dc偏移移位的反向运算放大器电路，以将增益控制电压保持在0.03 V到4.8 V的范围内。
　　VSET成为系统的设置点输入。如图53所示，如果输出功率预计会变化，这可以由DAC驱动；如果需要恒定的输出功率，也可以由稳定的参考电压驱动。该DAC的输出摆幅应在0.15 V至3.5 V之间。
　　
　　当V被设置为特定值时，AD8363将该值与RF输入处的等效输入功率进行比较。如果这两个值不匹配，V会增加或减少，以平衡系统。
　　驱动V的放大器/积分器电路由CLPF引脚上的电容设置；可能需要进行一些实验来为该电容选择正确的值。
　　一般情况下，应选择C来为整个输出功率控制范围提供稳定的回路操作。如果VGA的增益控制传递函数的斜率（dB/V）不是恒定的，则必须选择C以保证增益控制斜率在其最大值时的稳定环路。此外，C必须为内部低距离平方检测器提供足够的平均值，以便有效计算rms。C值越大，循环的响应越差。
　　V与RF输入之间的关系遵循设备的测量模式行为。例如，图4示出了在900 MHz的测量模式传递函数，并且输入功率为10 dBm的输出电压大约为2.5 V。因此，在控制器模式中，如果V为2.5 V，则AD8363输出将转到任何必要的电压，以将AD8363输入功率设置为10 dBm。
　　恒定输出功率运行
　　在控制器模式下，AD8363可用于在较宽的温度/输入功率范围内保持VGA的输出功率稳定。在传输卡驱动HPA的拓扑结构中，或者在将任何两个功率敏感模块连接在一起时，这非常有用。
　　图54示出了当输入功率在40 dB动态范围内变化时，在2.14 GHz下将输出功率保持到大约26 dBm的电路设置的示意图。图55显示了结果。输出功率的一部分使用10db定向耦合器耦合，然后馈入AD8363。V是固定在0.95伏，这迫使AD8363输出电压控制ADL5330，使输入到AD8363约为36 dBm。
　　如果AD8363处于测量模式，并且应用了-36 dBm的输入功率，则输出电压将为0.95 V。通常使用轨对轨运算放大器（AD8062）来反转AD8363的斜率，从而随着AD8363控制电压的增加，ADL5330的增益减小。由于耦合器的作用，输出功率被控制在比AD8363高10分贝的功率水平。高端功率受到具有高衰减的VGA（ADL5330）的线性的限制，并且可以通过使用更高的线性VGA来增加。
　　低端功率受到VGA（ADL5330）的最大增益的限制，并且可以通过使用具有更多增益的VGA来增加。使用TCM1=0.52 V和TCM2=0.6 V，温度性能与AD8363在2.14 GHz和-26 dBm下的温度性能直接相关。AD8363消除了所有其他温度变化。
　　
　　射频特性描述
　　用于大多数AD8363特性的一般硬件配置如图56所示。AD8363以单端配置驱动，用于所有特征描述。
　　AD8363的特性采用多站点测试策略。在用罗杰斯3006材料制成的电路板上安装的几个AD8363器件同时***入到远程控制的热试验箱中。Keithley S46射频交换网络将Agilent E8251A信号源连接到适当的被测设备。安捷伦34980A开关矩阵为测试现场提供直流电源和计量开关。运行安捷伦VEE Pro的PC机控制信号源、开关和腔室温度。
　　电压表测量刺激的后续反应，结果存储在数据库中，以便日后分析。这样，在最短的时间内，多个AD8363器件的特性超过了振幅、频率和温度。
　　射频刺激幅度被校准到携带AD8363的电路板的连接器。但是，校准不考虑由于连接器和从连接器到被测设备的记录道而造成的轻微损失。因此，特性数据中不考虑小的绝对振幅误差（《0.5db）。
　　这意味着在报告的截距中有一个微小的误差；然而，这通常并不重要，因为AD8363的斜率和相对精度不受影响。
　　典型性能数据由C=3.9nF和C=2.7nF得出，波形为CW。
　　
　　评估和表征电路板布局
　　图57至图61显示了AD8363的评估板。
　　
　　装配图
　　
　　外形尺寸