CA3140A/CA3140集成电路运算放大器说明

　　特征
　　•MOSFET输入级
　　-极高输入阻抗（ZIN）-1.5TΩ（典型值）
　　-极低输入电流（Il）-10pA（典型值）（在±15V时）
　　-宽共模输入电压范围（VlCR）-可在负电源电压轨下摆动0.5V
　　-输出摆幅补充输入共模范围
　　•在大多数应用中直接取代行业741型
　　应用
　　•车载和便携式仪器中的地面参考单电源放大器
　　•采样和保持放大器
　　•长持续时间计时器/多振动器（微秒分钟小时）
　　•光电流仪表
　　•峰值检测器
　　•有源滤波器
　　•比较器
　　•5V TTL系统和其他低供电电压系统的接口
　　•所有标准运算放大器应用
　　•函数生成器
　　•音调控制
　　•电源
　　•便携式仪器
　　•入侵报警系统
　　Pinouts
　　
　　4.5MHz，带mosfet输入/双极输出的BiMOS运算放大器
　　CA3140A和CA3140是集成电路运算放大器，结合了高压晶体管和高压双极晶体管在单片芯片上的优点。
　　CA3140A和CA3140 BiMOS运算放大器在输入电路中采用栅保护MOSFET（PMOS）晶体管，以提供非常高的输入阻抗、非常低的输入电流和高速性能。CA3140A和CA3140在4V到36V的电源电压下工作（单电源或双电源）。这些运算放大器内部相位补偿以实现单位增益跟随器操作中的稳定操作，此外，如果需要额外频率衰减，则具有用于辅助外部电容器的接入端子。终端也可用于用于需要输入偏置电压调零的应用中。在输入级使用PMOS场效应晶体管可使共模输入电压能力降至负电源端子以下0.5V，这是单电源应用的一个重要特性。输出级使用双极晶体管，包括内置保护，防止负载端子对供电轨或对地短路造成损坏。
　　CA3140系列具有与“741”和其他工业标准运算放大器相同的8引线引脚。CA3140A和CA3140适用于高达36V（±18V）的电源电压。
　　订购信息
　　
　　方块图
　　
　　原理图
　　
　　应用程序信息
　　电路说明
　　如方框图所示，输入端子可在负电源轨下方操作至0.5V。两个A级放大器级提供电压增益，一个独特的AB级放大器级提供驱动低阻抗负载所需的电流增益。
　　偏置电路在第一级和第二级提供级联恒流电路的控制。CA3140包括一个片上相位补偿电容器，该电容器足以实现单位增益电压跟随器配置。
　　输入级
　　该原理图包括使用PMOS场效应晶体管（Q9，Q10）的差分输入级，其工作在作为负载电阻器的双极晶体管（Q11，Q12）的镜像对中，以及电阻器R2到R5。镜对晶体管还用作差分到单端转换器，以向第二级双极晶体管（Q13）提供基极电流驱动。如果需要，可以通过连接在端子1和5上的10kΩ电位计和连接在端子4上的滑块臂来实现偏移零位。共源共栅连接双极晶体管Q2、Q5是输入级的恒流源。随后描述了恒流源的基极偏置电路。小二极管D3、D4、D5提供栅极氧化物保护，防止高压瞬变，例如静电。
　　第二阶段
　　CA3140中的大部分电压增益由第二级放大器提供，该级放大器由双极晶体管Q13及其由双极晶体管Q3、Q4提供的共栅连接负载电阻组成。片上相位补偿，对于大多数应用来说，C1提供了足够的补偿。如果需要，只需在端子1和8之间连接一个小电容器，就可以实现额外的米勒效应补偿（滚脱）。端子8还用于将输出级选通至静止状态。当端子8通过机械或电气方式连接到负极供电轨（端子4）上时，输出端子6摆动低，即接近端子4的电位。
　　输出级
　　CA3140系列电路采用宽带输出级，当在负轨附近工作时，该输出级可以将负载汇聚到负电源，以补充PMOS输入级的能力。发射极-跟随器级联电路（Q17，Q18）中的静态电流由晶体管（Q14，Q15）建立，晶体管的基本电流“镜像”到流过偏置电路部分中的二极管D2的电流。当CA3140工作使得输出端子6是源极电流时，晶体管Q18起发射极跟随器的作用，经由D7、R9和R11从V+总线（端子7）源极电流。在这些条件下，Q13的集电极电位足够高，以允许所需的基极电流流向发射极跟随器Q17，发射极跟随器Q17反过来驱动Q18。
　　当CA3140工作时，输出端子6向V总线注入电流，晶体管Q16为电流注入元件。晶体管Q16是镜像连接到D6、R7，电流通过Q21、R12和Q20馈送。反过来，晶体管Q20被流经R13、齐纳D8和R14的电流偏置。动态电流接收器由电压电平控制感应。用于为了便于解释，假设输出端子6静止地建立在V+和V-供电轨之间的潜在中点处。当需要输出电流凹陷模式操作时，晶体管Q13的集电极电位被驱动到其静态电平以下，从而导致Q17、Q18降低端子6处的输出电压。因此，PMOS晶体管Q21的栅极端子向V总线偏移，从而降低Q21的沟道电阻。因此，通过Q20、R12、Q21、D6、R7和Q16基部的电流增量增加。结果，Q16接收来自端子6的电流，直接响应于Q18引起的输出电压的增量变化。不管负载是多少，这个汇电流都会流动；任何多余的电流都是由发射极跟随器Q18内部提供的。输出电路的短路保护由Q19提供，Q19在输出短路条件下通过R11产生的高压降驱动传导。在这些情况下，Q19的集电极从Q4转移电流，以减少Q17的基极电流驱动，从而限制Q18的电流流向短路负载端子。
　　偏置电路
　　CA3140所有级（动态电流汇除外）的静态电流取决于R1中的偏置电流。偏置电路的功能是建立并保持通过D1、Q6、Q8和D2的恒定电流。D1是与Q1、Q2和Q3的基发射极结并联连接的二极管连接晶体管镜。D1可被视为电流采样二极管，其感测Q6的发射极电流并自动调节Q6的基极电流（通过Q1），以保持通过Q6、Q8、D2的恒定电流。Q2、Q3的基极电流也由恒流D1决定。此外，二极管连接晶体管Q2中的电流建立晶体管Q14和Q15中的电流。
　　典型应用
　　具有最理想的高输入阻抗特性的输入和输出特性的宽动态范围是通过使用基于PMOS双极工艺的独特设计在CA3140中实现。输入共模电压范围和输出摆动能力是互补的，允许在单电源电压降到4V的情况下工作。
　　这些参数的宽动态范围还意味着该装置适用于许多单电源应用，例如，当一个输入驱动低于端子4的电位时，必须保持输出信号的相位感度，这是比较器应用中最重要的考虑因素。
　　输出电路注意事项
　　如图1所示，通过连接至端子8的单个6.2V齐纳二极管，可以轻松实现与TTL电路的良好接口。此连接确保最大输出信号摆动不会超过CA3140内齐纳电压减去两个基极到发射极电压降的正数。这些电压与工作电源电压无关。
　　
　　图2显示了CA3140在不同电源电压下的输出电流吸收能力。负电源轨的输出电压摆动允许该装置直接操作功率晶体管和晶闸管，而无需通常与741系列运算放大器有关的电平移位电路。
　　图4显示了一些典型的配置。注意，串联电阻R在两种情况下都用于限制驱动设备可用的驱动器。此外，建议在晶闸管输入端使用串联二极管和并联二极管，以防止晶闸管栅极可能出现的大的负瞬态浪涌损坏集成电路。
　　偏移电压零位
　　通过在端子1和5之间连接一个10kΩ电位计并将其刮臂返回端子4，可以使输入偏移电压为零，见图3A。然而，这种技术提供了比要求更多的调整范围，因此，电位计旋转的相当一部分没有得到充分利用。可放置在电位器任一端的串联电阻器（R）的典型值（见图3B）在电气规格表中给出，以优化其使用范围。
　　另一个系统如图3C所示。该电路仅使用一个附加电阻，其值约为表中所示的值。对于电位器，在旋转的任何一端电阻都不会下降到0Ω，应使用比表中所示值低10%的电阻值。
　　低压运行
　　在尽可能低至4V的总电源电压下运行带着CA3140。基于PMOS阈值电压的电流调节器保持合理的恒定工作电流，从而在这些较低电压下保持一致的性能。
　　当输入共模电压范围的上限延伸至端子4处的电压时，发生低电压限制。在总电源电压略低于4V时达到此限制。输出电压范围也开始向下延伸至负电源轨，但略高于输入电压。图8显示了这些特性，并显示在2V双电源的情况下，输入共模电压范围的下限低于地电位。
　　
　　
　　带宽和转换速率
　　对于需要降低带宽的情况，例如宽带噪声降低，连接在端子1和8之间的外部电容器可以降低开环-3dB带宽。然而，通过使用额外的电容器，回转率也将成比例地降低。因此，通过该技术带宽减少20%也将减少约20%的转换率。
　　图5显示了电压跟随器和反向单位增益放大器的各级大信号输入达到最终值的1 mV或10 mV所需的典型稳定时间。异常快速的稳定时间特性主要是由于CA3140的高增益和宽带宽的高组合；如图6所示。
　　输入电路注意事项
　　如前所述，放大器输入可以驱动在端子4电位以下，但建议使用串联限流电阻器将最大输入端子电流限制在小于1毫安，以防止损坏输入保护电路。
　　此外，当CA3140用作单位增益电压跟随器时，在逆变输入和输出之间应提供一些限流电阻。该电阻防止了超大输入信号瞬变的可能性，使信号通过输入保护网络，并直接驱动内部恒流源，从而通过输出端子产生正反馈。3.9kΩ电阻就足够了。
　　当输入集中在额定器件损耗时，典型输入电流约为10pA。当输出提供负载电流时，器件损耗会增加，芯片温度升高，导致输入电流增加。图7显示了CA3140的典型输入端电流与环境温度的关系。
　　众所周知，MOSFET器件由于应用了大的在高温下长时间持续的差分输入电压。
　　外加电压和温度都会加速这些变化。这个过程是可逆的，相反极性的偏移电压偏移会使偏移反向。图9显示了典型的偏移电压变化，它是各种应力电压在最大额定值125C（金属罐）下的函数；在较低温度（金属罐和塑料罐）下，例如在85C下，电压的这种变化要小得多。在典型的线性应用中，差分电压很小且对称，这些增量变化的幅度与采用双极晶体管输入级的运算放大器中所遇到的变化的幅度大致相同。
　　
　　超扫函数发生器
　　具有宽调谐范围的函数生成器如图10所示。1000000/1的调节范围由一个单一的可变电位器或一个辅助扫描信号来完成。CA3140作为三角形信号的非旋转读出放大器，该三角形信号通过与CA3080A电流源输出相连的集成电容网络产生。
　　缓冲三角形输出信号然后应用于第二个CA3080作为高速滞后开关。开关的输出直接返回到CA3080A电流源的输入端，从而完成正反馈回路三角形输出电平由第二个CA3080的四个1N914电平限制二极管和连接到CA3080的2号端子（输入）的电阻分压网络确定。这些二极管建立了这个开关级的输入跳闸电平，因此间接地确定了输出三角形的振幅。
　　对整个环路周围的传播延迟的补偿是通过对CA3080的输入进行一次调整来实现的。这种调整提供恒定的发电机振幅输出，最容易在发电机扫频时进行。高频斜坡线性度由CA3080A输出中的单个7pF至60pF电容器调节。
　　必须强调的是，只有CA3080A在电流发生器功能中具有最大输出线性。
　　仪表驱动器和缓冲放大器
　　图11显示了作为仪表驱动器和缓冲放大器连接的CA3140。CA3080A电流源需要较低的驱动阻抗，以保证变频控制的平稳运行。使用连接为电压跟随器的CA3140很容易满足这种低驱动阻抗要求。此外，可以在CA3080A的输入端放置一个仪表，以给出函数发生器频率的对数模拟指示。
　　由于所施加的电压V（函数发生器的CA3080A的端子5和4之间的电压）每改变60mV，CA3080A的输出电流大约变化十年，因此通过上述方法容易实现模拟频率读出。
　　因此，60年代表了电压的360mV变化。
　　现在，只需要建立参考电压就可以设置电表的下限。扫描发生器中使用的CA3086阵列中剩余的三个晶体管用于此参考电压。此外，该参考发电机布置趋向于跟踪环境温度变化，从而补偿CA3080A V端电压的正常负温度系数的影响。
　　参考发电机的另一个输出电压用于确保频率调节电位器下端的温度跟踪。大串联电阻模拟电流源，确保频率调节控制两端的温度系数相似。
　　要校准此电路，请设置频率调整低端的电位计。然后将最小频率校准控制调整为最低频率。要建立频率上限，将频率调整电位器设置到其上限，然后调整最大频率校准控制以获得最大频率。由于这些控制之间存在相互作用，可能需要重复调整程序。仪表采用两种调节方式。仪表灵敏度控制设置每十年的仪表刻度宽度，而仪表位置控制调整刻度上的指针，对灵敏度调整的影响可以忽略不计。因此，仪表灵敏度调整控制校准仪表，使其在频率每十年变化时偏转/满标度。
　　正弦波整形器
　　图12所示的电路使用一个CA3140作为电压跟随器，与来自CA3019阵列的二极管结合，将来自函数发生器的三角信号转换为通常小于2%THD的正弦波输出信号。基本过零斜率由连接在CA3140的端子2和6之间的10kΩ电位计和从端子2到接地的9.1kΩ电阻器和10kΩ电位计确定。两个断点由二极管D到D建立。通过D和D6的正反馈在正弦波的最大和最小电平处建立零斜率。这种技术是必要的，因为电压跟随器配置接近单位增益，而不是在两个极端形成正弦波所需的零增益。
　　
　　
　　这种电路可以用失真分析仪很容易地调整，但是通过比较输出信号和正弦波发生器的输出信号，可以得到一个很好的一次近似值。使用电位器R调整初始斜率，然后调整R。通过调整R建立最终斜率，从而添加由这些二极管贡献的附加段。由于这些控制之间存在一些相互作用，可能需要重复调整程序。
　　扫频发电机
　　图13显示了扫描生成器。三个CA3140是在这个电路中使用。一个CA3140用作积分器，另一个装置用作确定扫描起始点和停止点的滞后开关。第三个CA3140用作对数整形网络，用于对数函数。速率和斜率，以及锯齿形、三角形和对数扫掠都由该电路生成。
　　宽带输出放大器
　　图14显示适合用作50Ω传输线驱动器的高转换率宽带放大器。该电路与图10和12所示的函数发生器和正弦波整形器电路一起使用时，提供18V开路输出，或在50Ω中端接时提供9V输出。该放大器所需的转换速率为28V/μs（18V xπx 0.5MHz）。
　　
　　电源
　　高输入阻抗，共模能力下至负电源和高输出驱动电流能力是设计宽范围输出电压电源的关键因素，使用一个单一的输入电压提供一个稳定的输出电压，可以从本质上的0V调整到24V。
　　与许多使用比较器的具有双极晶体管输入级的调节器系统不同，来自单个电源的高阻抗参考分压器可以与CA3140一起使用（见图15）。
　　
　　基本上，如图16和图17所示，调节器被连接为增益为3.2的非反相功率运算放大器。8V参考输入产生的最大输出电压略大于25V。作为电压跟随器，当参考输入变为0V时，输出将为0V。因为偏移电压也乘以3.2增益因数，所以需要一个电位器使偏移电压为零。
　　具有高I电平的串联通晶体管也将防止输出电压达到零，因为在CA3140的输出端有一个有限的电压降（V）（见图2）。这个饱和电压水平确实可以设置可获得的最低电压。
　　8号端子的高阻抗有利于限制电流。因此，限流传感放大器只需要一个小信号晶体管。为该晶体管提供电阻去耦，以便在供电轨上出现异常输入或输出瞬态时，将对其或CA3140的损坏降至最低。
　　图16和17显示了电流传感器使用D2201高速二极管的电路。选择这种二极管是因为它的正向电压降特性略高，因此具有更高的灵敏度。必须强调的是，该二极管的散热对于最小化由于二极管内部加热而引起的电流跳闸点的变化至关重要。也就是说，1V正向压降下的1A代表一瓦特，随着二极管温度升高，可导致电流跳闸点的显著再生变化。将小信号参考放大器放置在电流感应二极管附近也有助于减小由于二极管的负温度系数而引起的跳闸电平的变化。尽管存在这些限制，但限流点可以通过单个调节电位器在10毫安到1毫安的范围内轻松调节。如果严格考虑限流系统的温度稳定性，则应采用更常见的电流采样电阻型电路。
　　功率达林顿晶体管（在带有散热器的金属罐中）用作传统限流系统的串联元件，如图16所示，因为在低输出电压和高电流下会遇到高功率达林顿损耗。
　　图17所示的回折电流系统中，使用一个小的散热片VERSAWATT晶体管作为串联元件，因为损耗水平仅接近10W。在该系统中，使用D2201二极管进行电流采样。折叠由连接到电流感应晶体管底座的3kΩ和100kΩ分压器网络提供。
　　两种调节器均提供优于0.02%的负载调节。
　　因为在所有电压设置下都有恒定的环路增益，所以调节也保持恒定。线路调节为每伏0.1%。当使用具有10MHz带宽的仪表读取时，嗡嗡声和噪声电压小于200μV。
　　图18A显示了两个调节器的开启和关闭特性。缓慢的通电上升是由于参考电压上升的缓慢速率引起的。图18B显示了在20V输出下，20Ω负载切换时调节器的瞬态响应。
　　
　　音调控制电路
　　高转换速率、宽频带、高输出电压能力和高输入阻抗都是音控放大器的特性要求。利用CA3140这些特性的双音控制电路如图19和20所示。
　　第一个电路，如图20所示，是Baxandall音调控制电路，它在中频提供单位增益，并使用标准线性电位器。CA3140的高输入阻抗使得使用低成本、低值、小尺寸电容器以及降低驱动级负载成为可能。
　　在100Hz和10kHz时，低音高音增强和降低分别为±15dB。由于CA3140的高转换速率，全峰对峰输出可达到至少20kHz。放大器增益从70千赫的“平坦”位置下降了3分贝。
　　图19显示了另一个音频控制电路，具有类似的升压和切断规格。该电路的宽带增益等于最终的升压或截止加1，在这种情况下，增益为11。对于20dB升压和切断，该电路的输入负载基本上等于3号端子到接地的电阻值。在L.Kaplan和H.Wittlinger的《具有功率能力的集成电路运算跨导放大器》（OTA）中，对该电路进行了详细的分析，IEEE广播电视接收机交易，第BTR-18卷，第3期，1972年8月。
　　
　　维恩桥振荡器
　　CA3140的另一个应用是维恩桥正弦波振荡器，它能很好地利用其高输入阻抗、高转换率和高电压特性。图21显示了一个基本的Wien桥振荡器。当R1=R2=R，C1=C2=C时，频率方程降到熟悉的f=1/（2πRC），振荡所需的增益为3。注意，如果C2增加4倍，R2减少4倍，则振荡所需的增益变为1.5，从而允许潜在的更高的工作频率更接近CA3140的增益带宽积。
　　
　　振荡器稳定有多种形式。它必须精确设置，否则振幅将减小或达到某种形式的限制，失真程度高。元件Rs通常被一些可变电阻元件取代。因此，通过一些控制手段，Rs的值被调整以保持恒定的振荡器输出。FET沟道电阻、热敏电阻、灯泡或其他器件，其电阻随着输出振幅的增加而增加，是常用的一些元件。
　　图22显示了用齐纳二极管分流反馈电阻来稳定振荡器的另一种方法（图21的R）。随着输出信号振幅的增大，齐纳二极管阻抗减小，从而产生更多反馈，从而降低增益；从而稳定输出信号的振幅。此外，这种集成齐纳二极管和桥式整流电路的组合往往为该调节系统提供零温度系数。由于这种桥式整流系统没有时间常数，即灯泡的热时间常数和检测器网络中常用的滤波器的RC时间常数，因此没有下限。例如，对于1μF聚碳酸酯电容器和22MΩ频率确定网络，工作频率为0.007Hz。
　　随着频率的增加，输出幅度必须减小，以防止输出信号变为回转率限制。当振幅为16VP-P时，180kHz的输出频率将达到约9V/微秒的转换速率。
　　
　　简易采样保持系统
　　图23显示了一个非常简单的采样保持系统，使用CA3140作为存储电容器的读出放大器。CA3080A同时用作输入缓冲放大器和低馈通传输开关（见注13）。系统偏移调零通过其偏移调零终端用CA3140完成。示意图中显示了典型的模拟负载2kΩ和30pF。
　　
　　在该电路中，存储补偿电容（C）仅为200pF。大值电容器提供更长的“保持”时间，但转换速率较慢。回转率为：
　　
　　注：
　　13、AN6668“CA3080和CA3080A高性能运算跨导放大器的应用”。
　　保持间隔期间的脉冲“下降”为170pA/200pF，即0.85μV/μs；（即170pA/200pF）。在这种情况下，170pA代表了断线时CA3080A的典型泄漏电流。如果C增加到2000pF，“保持下降”速率将降低到0.085微伏/微秒，但转换速率将降低至0.25V/微秒。当CA3080A被选通时，连接在CA3080A的3号端子和CA3140的6号端子之间的并联二极管网络可防止通过CA3080A的输入端子向200pF存储电容器馈送大的输入信号。图24显示了该采样保持系统的动态特性波形。
　　
　　电流放大器
　　驱动CA3140所需的低输入端电流使其成为电流放大器应用（如图25所示）的理想选择（见注14）。在该电路中，在输入电势处提供低电流作为负载电阻R的电源。当负载电流由电源表M监控时，该负载电流通过倍增因数R2/R1增加。因此，如果负载电流为100nA，显示值，则呈现给电源的负载电流将为100μA；在许多系统中测量电流要容易得多。
　　
　　注意，输入电压和输出电压以相同的电压传输，只有输出电流乘以标度因数。
　　虚线部分显示了一种将电路从高输出负载电容和这种情况下的电位振荡效应中分离的方法。本质上，所需的高频反馈由电容器提供，虚线串联电阻提供负载解耦。
　　全波整流器
　　图26显示了一个单一电源，绝对值，理想全波整流器与相关波形。在正偏移过程中，输入信号通过反馈网络直接反馈到输出端。同时，输入信号的正偏移也驱动反向放大器的输出端子（6号）负偏移，使得1N914二极管有效地从信号路径断开放大器。在输入信号的负向漂移过程中，CA3140用作增益等于-R/R的正常反向放大器。当满足图26所示两个等式的等式时，全波输出是对称的。
　　注：
　　14、“运算放大器的设计与应用”，J.G.Graeme，McGraw-Hill Book Company，第308页，“负导抗转换器电路”。
　　
　　典型性能曲线
　　
　　金属化掩模布局
　　
　　括号中的尺寸以毫米为单位，并由所示的基本英寸尺寸导出。网格刻度单位为mils（10-3英寸）。
　　当晶片是晶片的一部分时，照片和尺寸代表晶片。当晶圆被切割成晶片时，相对于晶片表面的解理角为57°，而不是90°。因此，隔离芯片实际上在两个维度上都要大7密耳（0.17毫米）。