|
引言 开关电源按控制方式分为两种基本形式：一种是脉冲宽度调制（PWM），其特点是固定的开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比；另一种是频率调节（PFM），其特征是固定宽度，利用改变开关频率的方法来调节占空比。二者的电路不同，但都属于时间比率控制（TGC）方式，其作用效果一样，均可达到稳定的目的。目前开关电源大多数采用PWM方式。
随着电子技术的发展，出现了多种PWM技术，其中包括：相电压控制PWM、脉宽PWM法、随机PWM、SPWM法、线电压控制PWM等，而在镍氢电池智能充电器中采用的脉宽PWM法，它是把每一脉冲宽度均相等的脉冲列作为PWM波形，通过改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化。可以通过调整PWM的周期、PWM的占空比而达到控制充电电流的目的。
1 设计内容
本次课程设计为PWM脉冲宽 度调制充电器，用单端反激变换器。课程设计主要步骤有方案选择，方案设计，充电器分析，主电路分析，相关计算。在市面上，现在有许多的充电设计方案，如：正负式、二段式、三段式和全智能脉冲充电器等，其中三段智能充电器用户较多。我们本次方案为三段式的。
1．1 参数指标
略
1.2 技术要求
对于这次充电器我们要能够对电瓶车的进行三段式，三段式充电器的充电模式是把充电过程分为恒流、恒压、浮充三个充电阶段。并且具有电池检测部分和电网电压波动的保护电路，可以进行过流保护，和输出端短路保护。
电动自行车是集蓄电池技术，电力电子技术，电动机技术，和精密传动技术于一体的新型特种自行车，因其无污染，低噪音，低能耗，占道少，方便快捷等特点而成为国际上流行和大力推广的绿色私人交通工具。
2.1 方案设计
2.1.1 整流滤波电路
整流滤波电路，有半波整流，桥式整流，变压器中心抽头式整流。还分有的器件的类型不控型、半控型、全控型。滤波有电容滤波，电感滤波，还有Π型滤波。
为了可以的到较好的整流我们采用不控型桥式电容滤波整流。由于电瓶车充电器充电功率一般回有200W左右。所以二极管我们就不用堆栈式的，采用直插式的，能够更好的扇热。
2.1.2 开关管的选择
开关管的的类型主要分半控型、全控型。如晶闸管，GTO, GTR, IGBT, MOSFET等。而IGBT是绝缘栅双极场效应管，为电压控制电流，栅控器件，其工作频率比普通的双极器件高，电流处理能力比MOSFET要强，一般用于中高频中高压领域。功率MOSFET由于是单极型器件，电流处理能力相对较弱，但由于其在开关过程中，没有载流子存储的建立与抽取，其频率特性好，用于高频低压领域。
本次电瓶车充电器是高频变压的，在对管子选择，我们选择频率性好的MOSFET开关管。价格也较为合适。
2.1.3 高频变压电路
常用的开关电源式充电器又分半桥式和单激式两大类，单激类又分为正激式和反激式两类。半桥式成本高，性能好，常用于带负脉冲的充电器；单激式成本低，市场占有率高。但也有少数采用PFM方式。PWM方式电路的工作原理：
若用T表示开关的脉冲周期，表示其导通时间，n表示高频变压器的变比，在脉冲周期一定的前提下，功率变换器的最后输出电压 和输入电压的关系可用式（2-1）表示:
（2-1）
式(2-1)表明,开电源的输入电压或输出电压发生变化时,如电网电压升高或负载变化使输出电压升高或降低时,只要适当控制占空比,可以使输出电压保持不变。控制电路的作用就是实现这个功能,脉宽调制器是这类开关电源的核心,它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号,以控制开关器件的通断状态,从而调节输出电压的高低,达到稳压的目的。锯齿波发生器用于提供恒定的时钟频率信号。利用误差放大器和PWM比较器形成闭环调压系统。如果由于某种原因使升高,脉宽调制器就改变驱动信号的脉冲宽度,亦即改变开关的占空比D,使斩波后的平均住电压下降,反之亦然。
buck变换器与单端正激。图2-1-3中（a）图为buck电路。但是我们充电器的输入电压整流后电压约为300V，对蓄电池和人都有潜在的危险，因此需要对buck变换器进行改变，改为图2-1-3中（b），加入隔离变压器，进行电的隔离，只有磁的联系。图2-1-3中（b）
为单端正激变换器。由我们学习过的电力电子技术课本得到单端正激：
（5-1）
而单端反激DC/DC变换器图2-1-3（c）如下
在图2-1-3（c）中,变压器T1起隔离和传递储存能量的作用,即在开关管Q开通时Np储存能量,开关管Q关断时Np向Ns释放能量。在输出端要加由电感器L和电容C。组成一个低通滤波器,变压器初级有Cr、Rr和组成的RCD漏感尖峰吸收电路。输出回路需有一个整流二极管VD1。若变压器使用有气隙的磁芯,其铜损较大,变压器的温度相对较高,并且其输出的纹波电压比较大。但其优点是电路结构简单,适用于200W以下的电源,且多路输出交调特性相对较好。
本次课程方案我们选择为单端反激变换器。首先选择变压器可以进行隔离，把高压侧和低压侧进行变压器隔离。防止因为外界等因素影响，造成爆炸等危害。变压器既具有储能，变压和隔离的功能。其次因为反激式的优点是电路简单，体积也相对来说比较小。主要的是反激式的电源输出电压受占空比的调节幅度，相对于正激式开关电源来说要高很多。反激式开关电源多用于多路输出的场合。
2.1.4 控制电路
控制电路是对控制这电路的运行状态的部分。主要是产生脉冲控制开关管的通断，三端式充电恒流、稳压和涓流充电。也能对充电电量的显示，及电源的各种保护，如电网电压的波动，负载短路，负载不匹配（不是对应充电器的蓄电池组）等检测。
采用集成元件，体积小，电路结构简单，便于设计。控制电路对功率要求不大。产生PWM脉冲调制相关的的集成器件有UC3842,UC3843等。
为了设计简单我们采用UC3843集成块，来控制MOSFET管的通断。对检测蓄电池组集成块有LM339为4个电压比较器。价格也较为合适。
3 充电器相关参数设计
3
.1 整流电路的计算、元件参数选择：
而滤波电容的大小选取如下：
对于整流滤波电路，桥式全波整流滤波带负载的输出电压公式：
每个二极管承受的最大反向电压：
为了考虑1.52的余量:
为得到平滑的负载电压：
由此得到滤波电容：
若考虑电网电压波动，则电容承受的最高电压为：
根据上面的计算结果，滤波电容应选用标称为68uF 400V的电解电容。经过工频交流电滤波电路滤波后的工频电压通过整流二极管D1~D4全桥整流，再经过滤波电容E1滤波。通过查找二极管的参数可以了解到IN5399的最高反向峰值电压为1000V，平均整流电流为5A，最大峰值浪涌电压一般为1.5A，最大反向漏电流为5A，通过比较发现，符合作为充电器的高速整流用。
3.2 RCD箝位电路作用，参数计算与选择
该电路用于限制MOSFET关断时，高频变压器漏感的能量引起的尖峰电位和次级线圈反射电压的叠加，叠加的电压产生在MOS管由饱和转向关断的过程中，漏感中的能量通过VD向C6充电，C6上的电压可能冲到反电动势与漏感电压的叠加值。
C6作用：将该部分的能量吸收掉，其容量大小：
单端反激电路漏感Le一般在40uH到100uH之间，这里取60uH计算。
VD的选择：耐压值要超过叠加值的10%。电流要大于输入电流的平均值的10%。因此，选择800V，3A的二极管。选择为IN5399二极管。
3.3 UC3842各管脚电位、元件参数的计算、选择
1脚：1脚是误差放大器的输出端，误差放大输出约为3.4V。
2脚：反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度。误差放大器反相输入端约为2.4V。
因为电路原因，UC3842的2脚和1脚之间通常会有补偿网络，通过电阻和电容来补偿。
两者大小不会太大，所以C1=10nF，R3=10kΩ。
3脚：电流检测输入端，当检测电压超过1V时，缩小脉冲宽度，使电源处于间歇工作状态，该脚产生大概0.1V的电压。
因为干扰问题，所以UC3842的电流取样端3脚为防止干扰，在后面接RC滤波器。
由于3脚干扰信号为高频，若选用电容较大，那在使用中，会因它电解液的频繁极化而产生较大热量，而较高的温度将使电容内部的电解液气化，电容内压力升高，最终导致电容的鼓包和爆裂。所以这里我们选用100pF的电解电容作为滤波。
4脚：定时端，内部振荡器的工作频率由外接阻容时间常数决定：
为了使频率在300kHz，所以电阻R4选择如下：
6脚：6脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns，驱动能力为正负1A，根据电路可知，该电流为正，假设此时电流正好为1A，驱动输出电压为2V，根据N沟道结型场效应的特性：大于一定的值就会导通，适用于源极接地。因为6脚电位本身就不高，那么的阻值要远大于R8，才能分去更多的电压，才能满足MOS管的导通要求。所以R8、R9的取值分别为15Ω、10kΩ。
7脚：国产的电源PWM控制电路最常用的集成电路型号就是UC3842，经查阅它的7脚电压在10V到17V之间波动，因为整流滤波电路供给的电压达到近300V左右，又因为让芯片UC3842启动的电流在0.5mA到1mA之间，那么在电阻R5上的电流必须大于它既可，而它的电流又不能太大，则可推断出R5的阻值必定很大，若取1.5mA的电流供给芯片启动，则：
8脚：基准电压输出，可以输出的精确的+5V电压，电流可达0.05A
C2是个滤除8脚与4脚之间产生的不必要信号，这里取100nF。
3.4 MOSFET管的选择
最大占空比因为不能超过50%，因此这里取40%用于计算，后面同样。
耐压选择:
耐电流选择:
所以这里选择SSS5N80的MOSFET管，额定值分别为：800V 2.7A 42W
3.5 变压器的选择、计算
开关频率取80kHZ，效率，最大占空比，输入电压范围，输出电压，输出电流，K=0.4，输出二极管管压降取1V，辅助二极管管压降取1V。
输入功率：
输入电流平均值：
初级电感量：
纹波电流：
变压器中还必须开有一定的气隙，原因为，在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，因而变压器磁芯处于直流偏激状态，为防止磁饱和，因此加入气隙。
由于变压器工作在高频情况下，铁芯损耗大，所以选用价格便宜，装配方便的铁氧体铁芯。
在选择铁芯结构时，考虑到铁芯漏磁小，变压器绕制维护，散热等条件，这里选用EI型，变比为6，额定容量为4000VA。
3.6 次级半波整流滤波电路的参数选择与计算
由于前面已经经过全波整流滤波了，再经过变压器互感过来的波形，就相当于一个脉动成分很小，较为平滑的直流电。若输出电压=60。为降低输出整流损耗，次级整流二极管一般选用肖特二极管，它有较低的正向导通压降，能通过较大的输出电流。
输出整流二极管的耐压值：
二极管的平均电流：
峰值电流值：
次级滤波电容：
纹波电流：
平均电流：
综上所述，整流二极管IN5399，滤波电容为63V 330uf的电解电容。
4 电瓶车充电器分析
本次课程设计有UC3843和LM339构成的充电器，由电源控制芯片UC3843和相关元件构成功率变换电路，LM339和相关元件构成充电和显示部分电路。由上面参数及计算分析，画出下面充电器原理图
4.1 原理图的分析
4.1.1 主要元器件功能介绍
该充电器以UC3843驱动场效应管和相关元器件构成功率交换器部分U1。UC3843为脉宽调制集成电路,其5脚为电源地,7脚为电源正极,6脚为脉冲输出直接驱动场效应管T(5N80),3脚为最大电流限制,2脚为电压反馈,4脚外接振荡电阻R4和振荡电容C3。FU是电源保险管,RT1是负温度系数热敏电阻, DB1-DB4是整流二极管,R17(3W.1)是电流取样电阻,光电耦合器PC、LM339四运算放大器和相关元器件构成电压检测的控制部分,来实现三阶段充电式。
4.1.2 市电整流滤波电路
当充电器插上市电220V后,该电压经保险管FU和负温度系数热敏电阻RT1后,过桥整流二极管DB1-DB4整流,由电容E1滤波形成300V左右的直流电压。
4.1.3 启动电路
电压分两路,一路通过开关变压器的一次绕组L1加到开关管VT1(5N80)的D极,给开关管供电;另一路经启动电阻R5(2W/200k0)后降压为8.5V电压为UC3843的7脚供电,UC3843开始工作
4.1.4 功率变换电路
UC3843供电后工作,它内部的基准电压发生器产生5V的电压从UC3843的8脚输出该电压不仅为光电耦合器PC内的光敏三极管供电,而且经电阻R4、电容C3与UC3843，4脚内的振荡器,从UC3843的6脚输出,过电阻R8驱动开关管V工作。VT1工作在导通、截止状态下。VT1导通时,开关变压器存储能量;VT1截止时,开关变压器的二次绕组产生脉冲电压经整流滤波后,为后级负载供电。
开关变压器二次绕组L2输出的脉冲电压经电阻R7限流、二极管VD1整流、电容E2滤波产生的直流电压,加到UC3843的7脚,取代启动电路为UC3843接着供电。
开关变压器二次绕组L3输出的脉冲电压经二极管VD3整流,电容E5滤波产生的直流玉分两路,一路为被充电的蓄电池充电,另一路为误差取样电路供电。吸收电路由VD3、C7、R11、E5构成，作用是吸收变压器输送过来的尖峰电压。
开关变压器次级绕组L4输出的脉冲电压经二极管VD4整流、电容E3滤波产生的直流电压分四路。一路为LM339供电;另一路加到光电耦合器PC的1脚为它内部的发光二极管供电;第三路过电阻R32后加到V3的C极,为指示灯电路供电;第四路过限流电阻R20在稳压管VS1两端产生5V的基准电压。5V电压不仅为LM339的5脚提供基准电压,而且过电阻R21，R22，R23后,为LM339的5即,7脚,9脚、10脚供参考电压。
4.1.5 充电状态指示电路
充电、显示控制电路由四个电压比较器LM339,取样电阻R17(3W/0.1Ω)和发光二极管VL构成。
开关变压器二次绕组L3输出的脉冲电压经二极管VD3整流,电容E5滤波产生的直流电压为被充电的蓄电池充电。
蓄电池刚充电时,充电电流较大,取样电阻R17和VD9两端产生的压降较大。该电压过电阻R35使LM339的11脚输入的电压高于10脚的电压,于是LM339的13脚输出高电平,该电压过电阻R33使三极管VT3导通,三极管E极输出电压使VL内的红色发光二极管发光,表明充电器在恒流充电阶段。
随着被充蓄电池两端电压升高,充电电流连渐减小,取样电阻R17和VD9两端逐渐降低。使LM339的11脚电压大于10脚,13脚输出低电平,一路使VT3截止,并使VL内红色发光二极管熄灭,表示恒流充电结束;另一路过电阻R31使V2导通,VL内的绿色发光二极管供电,使其发光,表明充电器进入恒压充电阶段。
4.1.6 稳压控制电路
稳压控制电路由电源主芯片UC3843、光电耦合器PC,电压比较器LM339和误差取样电路构成。
当由于某种原因引起开关电源输出电压下降时,滤波电容E3两端的电压降低,光电耦合器PC1脚输入的电压下降,此时E4,E5两端电压经R16,R14,RP2,R19、R20取样后,过R37为LM339的8脚提供低于5.1V的取样电压,过比较器C后使LM339的14脚输出电压升高。使光电合器PC的2脚电位升高,它内部的发光二极管导通电流减小而发光变弱,光敏三极管的导通程度下降,为UC38432即提供的误差电压变小,使UC38436即输出激励脉冲占空比增大,开关管VT1导通时间延长,开关变压器存储能量增大,使开关变压器输出电压升高到正常值,实现稳压控制。若开关电源输出电压升高时,控制过程相反可满电阻RP2可以改变开关电源输出电压的高低。
5 元件清单
6
PWM充电器原理图
7 参考文献
|
0
/7 
工商网监
湘ICP备2023018690号
2990
淘帖
11
赞
回复
显身卡
