完善资料让更多小伙伴认识你,还能领取20积分哦, 立即完善>
之前我们已经对数字电源的控制核心与外围电路进行了讲解,有漏掉或忘记了的朋友可以查看前面的内容复习哈,接下来我们就要开始对数字电源中常用的拓扑电路进行讲解了。提到电源拓扑,首先要说的就是移相全桥拓扑啦,它在隔离型DC-DC电源中应用十分广泛,本期我们就对其电路构成与工作原理为大家进行介绍。 一、拓扑构成 移相全桥拓扑采用移相控制方式,利用功率器件的结电容与谐振电感的谐振实现恒频软开关。移相全桥有零电压开关(ZVS)和零电压零电流开关(ZVZCS)两种实现方式。ZVZCS由于结构复杂并不常用,因此本篇将重点介绍ZVS移相全桥电路。 ZVS移相全桥电路能够有效降低功率管开关损耗,提高开关频率,减小装置体积。电路控制方式简单,适用于多种输入电源和负载类型。其基本电路包括:原边全桥电路、变压器和副边整流电路,参见下图。常用副边电路有全波整流电路(下图(a))与全桥整流电路(下图(b))。 ![]() 全桥整流多适用于大功率场合,小功率场合可采用全波整流。 原边全桥电路包含:输入直流源Vin 、输入电容Cin、功率开关管器件(Q1~Q4)以及谐振电感Lr ,其中体二极管(D1~D4)以及寄生结电容(C1~C4) 为功率开关器件的自有部分。为抑制变压器磁饱和,部分电路会在Lr 后串联隔直电容。 副边电路包含:整流二极管(DR1~DR4)、滤波电感(Lf)、滤波电容(Cf)以及负载(Rd)。 二、工作原理 1、PWM控制方式 移相全桥电路分为超前桥臂(Q1、Q2)与滞后桥臂(Q3、Q4),同一桥臂的上下两个开关管轮流导通,实现控制。 移相角:对角两个开关管的导通相位差(0°~180°)。可以通过控制移相角的大小改变原边输出电压占空比,从而调节输出电压。 死区时间:同一臂上下两管的开通与关断之间的间隔时间。 ![]() 为便于分析电路工作过程,我们做以下假设: ❶功率开关管的寄生电容应满足C1=C2=Clead,C3=C4=Clag; ❷滤波电感足够大,满足Lf>>Lr/K²其中K为变压器原副边匝比; ❸输出滤波电容足够大,其电压可认为是恒压源。 ▍工作模态分析 移相全桥的一个周期中包含12个工作模态,下面以半个周期(t0~t6)为例进行讲解,电路副边为全波整流电路。 ▷工作模态1(t0~t1):正半周期功率输出模式 ![]() t0时刻Q1、Q4导通且VAB处于恒定状态(VAB=Vin),原边电流Ip经Q1、Lr、Q4向负载供电,同时给结电容C2、C3充电。 变压器副边DR1导通,DR2截止,DR1、Lf、Rd构成供电回路。 滤波电感Lf的电流在电压VLf=Vin/n-V0的作用下线性增加。 ▷工作模态2(t1~t2):超前桥臂谐振模式 ![]() 在t1时刻Q1关断,由于谐振电感Lr的存在,电流Ip不会突变,仍维持正向(A→B)流动,Ip从Q1中转移到C1和C2支路中,对C1充电并对C2放电,C1、C2与Lr发生谐振。 由于C1、C2的作用,Q1零电压关断。 由于谐振电感Lr和原边等效滤波电感Lf串联,因而电感很大,可认为原边电流Ip近似不变,类似于一个恒流源。▷工作模态3(t2~t3):原边电流钳位续流模式 ![]() t2时刻C1与C2充放电结束。此时C2两端电压为0,电流经D2续流,并将开关管Q2漏源极的电压箝位为0,此时便可实现Q2的零电压开通。 此时VAB为0,原边电流Ip仍按原方向继续流动,但是在不断减小。 ▷工作模态4(t3~t4):滞后桥臂谐振模式 ![]() t3时刻Q4关断。Ip从Q4中转移到C3和C4支路中,对C4充电并对C3放电,谐振电感Lr和C3、C4发生谐振。由于有C3和C4作用,Q4零电压关断。 此时AB之间电压由0变为负(VAB=-VC4),副边变压器感应电动势反向,使得整流二极管DR2导通,DR1和DR2同时导通后将变压器的副边线圈短路。在此过程中DR1中电流不断减小,DR2中电流不断增大。 ▷工作模态5(t4~t5):谐振能量回馈电源模式 ![]() t4时刻C3与C4充放电结束。此时VAB=-VC4=-Vin,D3导通续流,将开关管Q3漏源极的电压箝位为0,此时便可实现Q3的零电压开通。 体二极管D2、D3续流,将谐振电感Lr所储存的能量回馈给电源,变压器原边电流Ip线性减小。 ▷工作模态6(t5~t6):原边电流缓变模式 ![]() t5时刻Ip将为零后向负向增大。此时D2与D3关断,Q2和Q3为原边电流提供通路。 此时原边电流仍不足以提供负载电流,副边绕组还处于短接状态。 因此原边绕组电压仍为零,电压Vin全部施加在Lr两端,反向线性上升。 直到t6时刻,DR1与DR2换流结束,DR1截止,随后进入负半周期的功率输出模式(Q2、Q3稳定导通)。 负半周的工作过程与正半周期类似,在此不做讲解。 关键问题分析 ▍桥臂ZVS的实现 ▷超前桥臂的ZVS实现 超前桥臂实现ZVS比较容易,因为其电容充放电过程由Lr与原边等效Lf共同完成。 由于原边等效Lf很大,电流Ip近似不变,相当于恒流源,所以超前桥臂的并联电容能够迅速充放电,这样即便在很宽负载电流下,也能实现ZVS。 同时,在PWM控制方法上要保证驱动信号的死区大于2CleadVin/Ip。 ▷滞后桥臂的ZVS实现 滞后桥臂ZVS过程中副边处于短路状态,Lf与变压器原没有联系,只有Lr中的能量用来实现零电压开关。 但是,由于Lr远小于Lf,其储存的能量有限,所以滞后桥臂的ZVS实现比较困难。 在变换器轻载或谐振电感较小时,若Lr中的能量无法满足电容充放电需求,滞后桥臂将无法实现ZVS。 要实现滞后桥臂ZVS,必须满足以下两个条件: ❶谐振电感储能大于参与谐振的滞后桥臂的结电容储能; ❷滞后桥臂开关的死区时间应小于或等于四分之一谐振周期(Lr与充放电电容)。 ▍副边占空比丢失 ZVS移相全桥DC/DC变换器在滞后臂开关管关断后会出现副边占空比丢失现象。 此时原边电流反向,负载电流进入换向阶段,原边电流较小,不能供给负载电流,导致变压器副边两个整流管都导通,电压被二极管钳位至零电压。 这个时间段内会出现部分电压方波的丢失,如图所示,Dloss=D-Deff。 ![]() 影响占空比丢失的因素包括谐振电感、负载电流、变压器变比和输入电压。 增大谐振电感会加剧占空比丢失,但减小谐振电感不利于滞后臂开关管的ZVS过程,因此需要选择合适的Lr。 此外,减小变压器变比也可减少占空比丢失,但会增大开关管通态损耗以及副边整流二极管的耐压。 ▍变压器磁芯饱和 在电路中,Q1、Q4导通时间不可能与Q2、Q3完全相同,其通态压降也可能存在差异,所以变压器原边的电压不是一个纯粹的交流电压,它含有直流成分,这会导致变压器磁芯偏磁。 偏磁的积累将导致变压器磁饱和,使变压器不能正常工作,甚至造成元器件损坏。 在设计变压器原边电路时,在谐振电感后串接隔直电容可以防止变压器磁饱和。该电容能够自动消除正、反两个方向伏秒面积的不同,使变压器上只有交流电压分量,抑制直流分量。 选择电容时,建议其电压降约为变压器两端电压的10%。 4、副边整流二极管电压振荡 原边电流换向结束后,电源开始给负载供电,输出整流二极管反向恢复。此时,变压器漏感、整流二极管结电容以及变压器绕组电容之间会发生高频谐振。 在整流管结电容充放电过程中,会出现寄生振荡,导致整流管的电压应力增加,缩短元件寿命,造成严重的电磁干扰。为了减小副边寄生振荡,可以使用开关速度快、超快恢复、柔性系数大的二极管,或增加一些缓冲网络(如RC、RCD吸收网络)。 目前应用比较多的方法是在原边增加二极管钳位缓冲电路,它能抑制整流桥寄生振荡,减小二极管两端承受的尖峰电压。基于移相全桥电路开发的隔离型DC-DC电源在电力系统、工业测量系统、汽车电子装置、化工电解电镀、冶金、船舶以及军工等领域均有应用。 ![]() |
|
相关推荐
|
|
只有小组成员才能发言,加入小组>>
40个成员聚集在这个小组
加入小组416 浏览 0 评论
771 浏览 0 评论
1238 浏览 0 评论
1320 浏览 1 评论
1437 浏览 0 评论
1204浏览 2评论
正式发布!PPEC-86CA3A移相全桥控制芯片,样片申请开启
3041浏览 1评论
737浏览 1评论
32614浏览 1评论
442浏览 1评论
小黑屋| 手机版| Archiver| 电子发烧友 ( 湘ICP备2023018690号 )
GMT+8, 2024-8-20 20:18 , Processed in 0.378779 second(s), Total 41, Slave 32 queries .
Powered by 电子发烧友网
© 2015 bbs.elecfans.com
关注我们的微信
下载发烧友APP
电子发烧友观察
版权所有 © 湖南华秋数字科技有限公司
电子发烧友 (电路图) 湘公网安备 43011202000918 号 电信与信息服务业务经营许可证:合字B2-20210191