如何利用SA605与AD9850组成空间RF信号接收器？

　　1 引言
　　在某些射频产品的生产调试车间，空间某些频段的射频（RF）干扰信号可能对生产和调试造成影响。因此，有必要设计一种信号测试仪检测空间RF信号的强度。本文所设计的信号测试仪具有以下基本功能：
　　测试频率范围1 MHz～30 MHz；
　　能够灵活地在该频段上步进扫描；
　　具有方便的人机交互界面，可以通过键盘输入各种预设值，通过液晶显示屏随时查看系统的工作状态等。
　　本设计采用超外差接收方式。空间信号通过天线接收后，首先经过滤波和前置放大，与本地振荡信号混频后得到中频信号。再对中频信号进行选频、放大、检波，得到直流电压即信号的强度。经A／D转换送入CPU处理。
　　在本设计中，混频电路是设计的关键。它包括信号的前置处理、本振信号的产生、混频和中频滤波等。传统的扫频信号产生电路大多使用压控振荡器，通过改变变容二极管的电压改变本振频率，但是使用分立元件，振荡频率难以精确控制，特别是扫频宽度难以达到设计要求。因此，本设计采用DDS（直接数字频率合成）技术，使用ADI公司的AD9850与MCU配合，可得到精确控制的扫频振荡源。采用Philips公司的SA605构成本设计方案中的混频电路。
　　2 AD9850和SA605简介
　　2.1 DDS频率合成器AD9850
　　AD9850用于产生频率精确可控的本地振荡源信号。AD9850采用先进的CMOS工艺，内含可编程DDS系统和高速比较器，能实现全数字编程控制的频率合成。可编程DDS系统的核心是相位累加器，它由一个加法器和一个N位相位寄存器组成，N为32。每产生一个外部参考时钟，相位寄存器以步长M递加。相位寄存器的输出与相位控制字相加后可输入到正弦查询表地址上。正弦查询表包含一个正弦波周期的数字幅度信息，每一个地址对应正弦波中0°-360°范围的一个相位点。查询表把输入地址的相位信息映射为正弦波幅度信号，然后驱动DAC输出模拟量。频率控制字由下式计算：
　　
　　由于AD9850采用125 MHz有源晶体振荡器，当DAC输出频率达到40 MHz时．SFDR》50 dB。因此完全可满足本地振荡频率范围的要求。
　　2.2 FMIF通信器件SA605
　　SA605是一款高性能低功耗混频器和FM IF器件。它内部集成有混频器／振荡器、限幅中频放大器、积分检波器、静噪、对数。RSSI（接收信号强度指示）和电压较准器。
　　其主要参数：低功率，工作电压6 V时典型电流为5.7 mA；在45 MHz时混频转换功率增益可达13 dB；在45 MHz时混频器噪声特性为4.6 dB；中频放大／限幅增益为102 dB；25 MHz的限幅器小信号带宽；具有额外90 dB动态范围的温度补偿接收信号强度指示器（RSSI）；静噪和未静噪的2个音频输出；仅需极少的外围器件，适用于晶体／陶瓷／LC各种滤波器；具有极高的灵敏度等。基于以上特性，SA605适用于设计高性能通信接收机、RF信号强度测量、频谱分析仪等。
　　本解决方案中SA605用于将天线接收的RF信号与DDS产生的本地振荡信号混频。得到465 kHz的差频信号，该信号经带通滤波器筛选出中频信号并放大。SA605混频器包括三个部分：RF信号输入、本地振荡LO输入和中频输出。混频器对RF信号和LO信号进行和／差运算，获得一个中频输出。频率混合是通过一个吉尔伯特单元（GilbertCell）四项限乘法器实现的。吉尔伯特单元是一个微分放大器，可驱动一个平衡切换单元。SA605给本地振荡器配备了一个NPN晶体管，为了达到本地振荡频率，只需要增加一些外部元件，例如电容、电感或电阻。振荡器的晶体管基极和发射极（引脚4和3）可以用于配置为Colpitts、Butler或变抗器控制的LC形式。
　　3 实际设计方案
　　在空间信号测试仪的设计中，SA605与AD9850组成了空间RF信号接收器。
　　混频部分主要电路连接图如图1所示。
　　
　　3.1 SA605的RF输入配置
　　RF输入引脚接由天线接收过来的空间RF信号，经前级滤波，信号频率为30 MHz以下。SA605可配置为平衡（即单端匹配）和非平衡两种匹配网络，两种方式各有优劣，单端匹配用简单电路即可实现，并且不会牺牲三阶性能，但却会增大二阶乘积。平衡匹配可减小二阶乘积，但是电路设计复杂，阻抗难以匹配。好的网络匹配可以显著提高接收灵敏度，本设计中采用单端匹配，查手册可知，SA605的RF输入阻抗在10 MHz～50 MHz频率下为4.5 kΩ～5 kΩ‖2.5 pF，因此前级高放电路需要匹配到该输入阻抗，才能保证良好的接收效果。
　　
　　如图2所示，本设计采用单端匹配，匹配于20MHz，采用一个电容抽头电路，将50Ω的输入匹配到SA605的RF输入。该电路中C1、C2、L的数值按如下方法计算。
　　
　　在10 MHz～30 MHz频率范围内，2.5 pF的电容基本可以忽略不计。
　　3.2 SA605的本振配置
　　由于SA605的LO部分内部配置了一个NPN晶体管，因此输入既可配置为Colpitts、Butler或变抗器控制的LC形式，也可以外加振荡源。在本设计中，AD9850的第21引脚DAC输出通过MCU控制产生的1 MHz～39 MHz扫频信号作为SA605的LO输入。AD9850的DAC输出阻抗约为120 kΩ‖8pF，而SA605的LO输入阻抗约为10 kΩ。可在DAC输出引脚并联10 kΩ左右电阻与之匹配。
　　SA605的LO输入电平与供电电平以及环境温度的关系可查数据手册得知，在25℃、供电电压为8V环境下，振荡器电平不应超过550 mVRMS。在该环境下，实测AD9850的输出得到如图3所示的输出强度曲线。
　　由图3可知，DDS输出扫频信号的幅度随着频率的增加而有减小的趋势，这是DDS固有的缺陷，SA605的本振输入振荡电平会影响混频器的转化效率，当本振电平降为114 mV时，混频器效率则降为74.4％，而不同频率对应不同的混频转换效率，将会影响到中频输出的信号幅度，影响对RF信号强度的测量。为解决这一问题，本方案将DDS输出先经过AD603进行适当的衰减，衰减的幅度由D／A输出的一个直流电压来控制。
　　
　　AD603是ADI公司生产的一款低噪声，带宽可达90 MHz的可变增益放大器。当使用5 V电压时，将引脚5（FDBK）与输出引脚7（VOUT）］直接相连。通过调整其引脚1（GPOS）和引脚2（GNEG）的电压之差VG，即可控制放大增益，增益由以下公式决定：
　　Gain（dB）=40×VG+10
　　设计电路使得引脚GPOS的电压稳定于某一固定值，而引脚GNEG则接至控制电压，通过调整VG来改变增益，引脚GNEG的电压则由D／A转换得到一个直流信号进行控制，随着频率的增加，信号幅度减小，相应得到的直流信号也减小，则VG增大，增益Gain也增大。选取适当的频率点，调整使得VG介于-300 mV和-25 mV之间，使得小于该频率点的信号被衰减，大于此频率点的信号得到放大，由于仅做细微调整，放大、衰减的分贝数不超过2 dB。
　　AD603输出的均匀DDS信号通过一个0.1 μF的耦合电容接至SA605的本振输入引脚。
　　当SA605使用8 V电压时，DDS输出10 MHz、RF信号，使用了HP 8116型50 MHz信号发生器经过高放滤波产生9.55MHz的信号代替空间RF信号时。使用TektronixTDS2022型200 MHz示波器，实测波形如图4。
　　
　　由图4可以得知，产生的465 kHz中频信号仍混有高次谐波，因此，该中频信号需要经过后级中频放大、滤波电路。由于混频器的输出阻抗为1.5kΩ，因此，不必考虑输出与中频滤波器的匹配。
　　4 结束语
　　通过实际测量，证明由DDS作为振荡源，与SA605构成混频器的设计能够实现预期的功能与指标，因此，可以作为一种新的设计方法应用于通信接收机中。