末级静态电流动态偏置音响功率放大器的探讨与研制

末级静态电流的处置问题：怎样既减少大电流下的功耗，又减小开关失真和交越失真。我在这方面也进行了大量的研究和试验，设计出仿真成功的电路，并设计制作出电路板，实际安装成功，取得了较好的效果。现介绍给大家，供爱好者们借鉴，并提出宝贵意见。

上图为为全功能电路图，看起来很复杂，但从下面的主电路图可看出，电路并不复杂。左侧为输入放大和中点零位伺服部分，中间为镜像电流传输共基放大部分，右侧为推动和电流放大部分。

一关于末级静态电流动态偏置电路。众所周知，纯甲类功放的音质最好。因为它的静态电流很大，末级上下臂功率管总处于导通状态，没有交越失真和开关失真。再者，从晶体三极管的输入特性曲线（Ic--Ube）图中可看出，当Ic大到一定值以后，曲线才近似看成直线。下图为我所测大功率管2SA1216的Ic—Ube图，可看出当Ic大到150mA以上时曲线才趋近为直线。也就是说静态电流达到300mA以上时，非线性失真才很小。而纯甲类功放的静态电流都大于300mA，所以有着很小的非线性失真。这些就是纯甲类功放音质好的根本原因。但它的最大缺点就是能源消耗大，对元器件热稳定性的要求很高。

为了克服纯甲类功放的缺点，人们研制了超甲类功放，滑动甲类功放，新甲类功放，效果各有千秋，但存在问题也不少。比如静态电流的热稳定性，静态电流的动态控制等。本人设计制作的末级电流动态伺服电路，既解决了交越失真问题，静态电流的热稳定性问题，也解决了静态电流的动态控制问题，而静态电流却不大。

上图为功放末级电流动态偏置伺服电路。电路分上，中，下三部分，上下为辅助电路，

中间为执行电路。单运放U01，高速线性光耦HCNR201 U02和U03 ，电流源LM234 B (C)，三极管Q01 (Q02)，电阻R05 R06 ,R014 R015 (R016 R017)，构成动态电压基准电路。双运放U04 A B 作为电压比较器。高速线性光耦HCNR201 U05 U06 的作用是高低压隔离。TL431 U07 (U08 )，三极管Q03(Q05)，结型场管Q04 (Q06)，电阻R108 R109(R020 R021)，电容器C012 C015构成对功放输出端浮动的正负电源，为双运放U04供电。电流源LM234 B(C)，作为二极管用的三极管Q01（Q02），电阻R014 R015 (R1016 R017)构成零温度系数恒流源，其电流通过R05 (R06)，在这2电阻两端形成高稳定度的静态电压，加在双运放U04的同相输入端。末级电流放大管发射极串联电阻的端电压（此电压与电流放大管发射极电流成正比）经电阻R022和R023加在双运放U04的反相输入端。运放U04把同相输入端和反相输入端的电压进行比较后，输出控制电流，经光耦U05 U06输出隔离后的控制电流，此电流流过主电路上的作为偏置管用的场管 Q20栅极源极间的电阻R34，在此电阻两端形成控制电压Ugs，使Q20漏源间的电压Uds按需变化，从而使末级电流放大管发射极电阻两端的电压始终等于比较器U04同相输入端的电压，达到控制末级电流的目的。光耦U05和 U06的光敏管是并联在电阻R34两端的，可看成是阻值大小受光控制的电阻，需要一定的电压，就是Ugs。偏置管若是双极性管，则Ube太小，(0.6V左右）所以用场效应管，Ugs有1.68V以上，光敏管才能有效运行。当然偏置管用两个NPN和PNP三极管串联也可。但是效果较差。用TL431也不错。

无信号时，单运放U01输出电压为零。这样电阻R05( R06) 两端的电压U等于恒流源电流IH与R05 (R06)的乘积 UH=IH×R05(R06) 。调试时，先不插动态偏置板，调主板上的精密可调电阻R34，使末管电流约10mA—20mA左右。再插上动态偏置板后，末级电流放大管的静态电流就为Io=UH/Re（Re为末管发射极串联电阻）。我制作的电路板IH=5.4uA，Re=0.33Ω，则UH=IH×R05=5.4uA×4.99KΩ=27mV，末管静态电流就为Io=UH/Re=27/0.33=82mA，不论环境温度怎样变化，Io始终为82mA。若嫌82mA太大，调IH为4uA，末管静态电流则减为65mA左右。三端稳压块LT1085和LT1033 及外围电阻，电容器为单运放U01提供稳定低噪的直流电压。当有信号时，单运放U01与光耦U022和U03构成反馈放大器，放大后的信号电压加在电阻R05和R06两端。这样比较器U04同相输入端的电压大小就随信号的强弱而变化，而不是静态电压UH。这一变化的电压U与加在U04反相输入端的来自末级管发射极串联电阻的端电压，经比较器处理后，U04输出控制信号电压加在主板上偏置场管Q20栅极与源极间的可调电阻R34两端，使末级管发射极串联电阻的端电压始终等于U。达到末管静态电流动态变化的目的。动态偏置电路板上电阻R03的阻值大小确定方法为：设音箱阻抗为RL=6Ω，对于我所设计的电路，信号峰值电压为Uinm=908mV时,功放输出不失真峰值电压为Uom=30V，则负载峰值电流为IL=Uom/RL=30/6=5A。因末级管为两管并联，故单管峰值电流为Ip=5/2=2.5A。末级管发射极串联电阻为Re=0.33Ω，则其端电压为Uem=Ip×Re=2.5×0.33=0.825V。所以反馈放大器的增益应为Ao=Uem/Uinm=0.825/0.908=0.91。又由反馈放大器的增益公式Ao=R05/R03，则R03=R05/Ao。我的电路中R05=4.99K，则R03=4.99/0.91=5.48K。因光耦的离散性，Ao只是一个近似值，具体确定方法为：R03用精密可调电阻，先把它调为5.48K，把动态偏置板插入主板，给功放输入1KHZ的正弦信号，开始信号峰值较小，如50mV。用双踪示波器测末级电流放大管上下两发射极电阻的端电压的波形。逐渐增大输入信号电压，若R03阻值合适，则波形应为下方左图；若波形为下方中图，说明电路欠补偿，输入信号电压再增大时，波形将继续下陷，电流就要截止，应减小R03的阻值；若波形为下方右图，说明电路过补偿，应增大R03的阻值，直到波形为下方左图为止。我的仿真电路中R03取值为5.4K，与理论直差别不大。我实际焊接的电路板，第一块子板（动态偏置板）的R1=5.67K，第二块子板的R1=5.41K，都跟理论值差别不大。仿真波形为下面6个图。是在满功率输出时，输入频率分别为IKHZ,100HZ,50HZ,5KHZ,10KHZ,20KHZ情况下，末级电流放大管发射极电阻R43和R45两端的电压波形。前5个波形图比较理想，第6个图波形虽然底部下陷，但最小电流仍有60mA左右，远未截止。

此末级静态电流动态偏置功放的优点是：1 无开关失真和交越失真，非线性失真很小,。2 静态电流小（约几十mA），所以功耗小，产生的热量少。3 静态电流的热稳定性很高，偏置管无需与功率管进行热耦合。

二．.输入放大和中点零位伺服。此部分由运放OPA637及周边元件组成，放大倍数为A1=5.9K/1.1K+1=6.3. OPA637是众多运放中较为优秀的运放，它的特点众所周知，我就不再重复介绍。用它来替代众多三极管构成的输入级，省去了烦人的选管配对工作。从OPA637的性能介绍知，当放大倍数小于等于5倍时，可能发生自激，所以取了6.3倍。中点零位伺服由单运放U2，三极管Q1和 Q2及周边元件组成。普通的中点零位伺服电路中，单运放输出的伺服校正电压是加在输入放大电路的同相输入端或反相输入端，对信号电压有调制作用，引起低频互调失真，因此对功放音质的提高起到负面作用。本人仿照中联9500功放，设计了与之类似的中点零位伺服电路。校正电压是由三极管Q1和 Q2的集电极分别加在运放OPA637的1脚 5脚上的。由于避免了校正电压对输入信号电压的调制而产生的负面影响，所以确保了功放音质的提高。经测量我的功放板中点电压控制在0.5mV以下。运放U2用普通单运放就行，但必须是输入失调电压小的。

三．中间部分为镜像电流传输，共基放大电路。一般的放大器为电压型放大器，它采用电压传输方式，要求输出端阻抗尽量小，接收端的输入阻抗尽量大。但是传输线上的阻抗相对于信号源的电阻来说就较大，直接影响到输入端的线性，且容易串入干扰。而电流传输则要求输出端的阻抗大，输入端的阻抗小，可以减小传输路径上的阻抗变动，减小干扰，改善小信号传输的线性，扩大动态，提高信噪比。共基放大电路的输入电阻小，输出电阻大，电流放大倍数小于等于1，但电压放大倍数却大。其晶体管的截止频率较之共射电路的截止频率提高了（1+β）倍。作为本级输入端的三极管Q7,Q8起到V/I变换的作用，并通过电阻R23,R24把末级信号返回进行电流负反馈。以上侧电路为例，三极管Q9 Q10 Q11 Q12构成威尔逊镜像电流源，具有很高的内阻和温度稳定性，既是Q7的负载电阻，也是接成共基放大形式的三极管Q13的信号源。如前所述Q13完美地起到了I/V变换的作用。右侧电路的场管Q20为末级推动管提供偏压（人们常说的末级静态电流温度补偿管）。此场管就是中部电路共基管Q13 Q18的负载，从而完成了电流传输。

为担负V/I变换功能的三极管Q7 ,Q8提供基极电流的不是一般的恒流源，不仅仅是起到提供电流和隔离干扰的作用，还有极高的温度稳定性。它是由电流源LM234 (LM234A)和作为二极管用的三极管Q5 (Q6),及电阻R17,R18 (R19,R20)构成零温度系数恒流源。把Q5与LM234；Q6与LM234A进行热耦合，适当调节R17与R18；R19与R20的阻值关系，可使该恒流源在大范围的温度变化中，保持电流不变。我设计此电流为3.5mA。用电吹风将组件加热，温度从室温增加到70度，电流几乎不变，为提高Q7，Q8的电流热稳定性创造了条件。关于LM234的应用资料，可网上查询。可变电阻R14是调节Q7，Q8电流大小的。跟R14串联的是作为二极管用的三极管Q3和Q4。将Q3和Q7，Q4和Q8进行热耦合。当温度升高时，reb都减小，温度降低时reb都增大。Q7，Q8 reb的减小使它们的电流有增大的趋势；而Q3，Q4 reb的减小却使Q7，Q8的电流有减小的趋势，总的效果使Q7，Q8的电流几乎不随温度变化。Reb增大时的道理与此类似。

对于担负I/V变换功能的镜像电流源部分，以下侧电路为例，三极管Q8跟镜像电流源左臂三极管Q14，Q16是串联关系，电流基本相等（严格说还有基极电流参与，Q8电流调为2.2m A 时Q16电流为2.17m A ）。镜像电流源既有很高的阻抗，也有很高的电流热稳定性。所以Q14，Q16的电流也是稳定的。Q16的发射极串联电阻R31=470Ω，右臂镜像三极管Q17的发射极串联电阻R32=110Ω,这样右臂Q17的电流就比左臂Q16的电流大了一定的倍数，所以此镜像电流源叫做比例电流源。取Q16电流为2.17mA，则Q17电流为I=(2.17×0.47)/0.11-1.6=7.67mA。这是比例电流源的理论计算值，实际上Q15的Ueb与Q16的Ueb不相等，所以Q15的实际电流约为7.36m A。发光二极管LED1和LED4以及结型场管Q19是串联关系，Q19为LED1和LED4提供1.6mA的恒定电流，LED1和LED4作为低噪声稳压管为共基放大管Q18和上方Q13的基极提供稳定的电位。共基放大管Q18与镜像电流源右臂三极管Q15及Q17是串联关系，考虑基极电流的参与引起的偏差，电流恒为7.3mA，不管信号的有无及大小，这电流始终不变。而共基放大管Q18和Q13集电极之间的电压却随信号大小变化，这就是放大后的信号电压。为什么镜像电流源左臂的电流才2mA多，而右臂的电流就需要7mA多？这是因为Q7 Q8是输入级的小功率三极管2SC2240 2SA970，2mA是最佳工作电流；而Q13 Q18的电流传输的大幅度的信号电压是用来驱动右侧电路场管Q21 Q22的，场管的栅极电容要不断地进行充放电，需要时间，就影响了运行速度。较大的电流可缩短充放电时间，提高运行速度。

为推动管Q21 Q22提供偏置电压的三极管也叫热补偿三极管，一般电路是NPN型单管，而本电路用的是场效应三极管Q20。调节Q20栅极和源极间的精密可调电阻R34的阻值，就改变了场管Q20源漏极间的电压Uds，从而改变右侧电路推动管Q21和Q22两栅极间的电压，从而改变末管静态电流。场管Q21 Q22（K2013/J313）为推动管，因其输入阻抗极高，对电流传输的分流作用很小。热补偿三极管用场效应管的另一重要的原因见后文。

中间部分和右侧部分构成电流负反馈放大电路，有着很好的频率特性。放大倍数为A2=R23/R24+1=1.33K/0.316K+1=5.2。这样全电路的放大倍数为A=A1×A2=6.3×5.2=33。末级电源电压为35V，满功率不失真输出峰值电压为30V，电路最大输入峰值电压为Uinm=30/33=0.908V。