为什么在反激变换器中使用BJT？

在许多低功耗应用中，如u***适配器、手机充电器和系统偏置电源，低成本的准谐振/间断模式反激变换器是一种流行的选择。图1)。这些转换器可以设计的效率高，成本效益很高。那么，你为什么要考虑在你的设计中使用双极结晶体管BJT呢？

这样做有两个令人信服的理由。其一，与FET相比，BJT的成本要便宜得多。其次，你可以得到比FET更高的电压额定值。这使得设计者可以减少线夹和/或缓冲电路上的电应力和功耗。使用bjts唯一的问题是许多工程师已经习惯了fet，或者从来没有使用bjts作为主开关(Q)。A)在他们的电源转换器中。本文综述了在不连续/准谐振模式反激变换器中如何估算和计算NPN BJT的损耗。

图1离线高压bjt适配器反激

在讨论如何计算BJT中的损耗之前，首先对双极结晶体管模型进行基本的回顾是值得的。双极晶体管最简单的形式是电流控制的电流接收器/开关.基极(B)输入控制从收集器(C)到发射器(E)的电流流。图2给出了NPN BJT的概念图和示意图。该器件掺杂两个N(带负电荷原子)半导体区，由一个P(正电荷原子)掺杂区隔开。基极连接到P材料，发射极和集电极连接到晶体管的N区。

图2BJT半导体(A)和示意图符号(B)。

基极发射极结的作用类似于二极管。施加在基发射极结上的正电压吸引连接到发射极(E)的N材料的自由电子。这些自由电子迁移到P材料中，在N材料中留下一个缺电子或自由电子。N材料中电子的这种缺陷从连接到基极和发射极的偏置电源的负端吸引电子，从而完成电路并允许电流流动。穿过B和E结的负偏压会使多余的电子从P材料中被吸引出来。这会破坏电路，阻止电流流动，就像反向偏置二极管一样.

当基极发射极结正向偏置，集电极(C)到发射极(E)路径偏置时，这就打开了水闸，允许电流流动。连接到集电极上的正偏压将自由电子吸引到集电极端，留下N材料中电子的不足。这吸引了基座上的电子，使之耗尽到N材料中。现在电流可以流过集电极和发射极耗尽层，完成电路。集电极电流(I)C)可能大于基准电流(I)B)。I比C超过我B一般称为晶体管直流电流增益。这可以在数据表中由Beta(β)或h表示。铁。请注意，在某些条件下，晶体管数据表中指定了这一比率，并且有很大的变化：

当收集器与基板的电流比被迫小于h的数据表中指定的值时。铁，晶体管被定义为工作在饱和状态。当BJT饱和时，基极电流的增加不会产生更多的集电极电流。集电极发射极的电压骤降至最低。这在数据表中被描述/指定为集电极发射极饱和电压(V)。行政长官(SAT))。这个电压一般是0.5到2V，取决于BJT。在适配器和偏置电源应用中，当使用BJT作为主开关以使导线损耗降到最低时，器件就会被驱动到饱和状态。

场效应晶体管(FETs)是在中等功率范围(30W到1KW)的一个流行的选择，因为场效应晶体管的导通损耗通常低于BJT的导通损耗。然而，在诸如偏置电源和适配器等15W-30W范围内的低功率应用中，开关电流较低。因此，BJTs具有成本低、电压额定值高等优点。然而，这些设备并不完美，在设计过程中必须解决一些缺点。

当使用场效应管时，栅极只在栅电容充放电时传导电流。当基极到发射极结正向偏置时，BJT总是导电的.另外，当关闭饱和BJT时，由于存储电荷的原因，很大一部分集电极电流来自晶体管基极。这不像场效应管，在那里，栅极驱动器从来没有看到场效应管的漏电流。这给反激控制器的基本驱动带来了更大的压力。当为这个设计选择一个反激控制器时，要确保它是为了控制和驱动适配器应用程序中的BJT而设计的。UCC 28722反激控制器是针对主开关采用BJT控制准谐振/不连续反激变换器而设计的。该反激控制器的驱动电路如图3 .

图3控制器基座驱动内部电路。

要计算BJT在这些低功率反激应用中的功耗，需要对BJT的波形有基本的了解(图4)。注意BJT集电极电压(V)C)，集电极电流(I)C)，以及电流感应器的电压(V)RCS)是从一个5W的USB适配器上取下来的。基极电流(I)B)和输出二极管电流(I)DG)被绘制为各自当前的表示，并且可能不符合实际规模。

图4准谐振反激变换器中BJT的开关波形

在区间t的开头1集电极电流为零。基座以最小驱动电流(I)驱动(DRV)。博士(最低)为19 mA，逐渐增加到最大值(I)。博士(最高))以梯形的方式。由于集电极从零电流开始，在开关周期开始时将最大电流驱动到基极是不必要的，也不是有效的。开关继续工作，直到达到最大电流，这是由控制器的控制律。初级电流由电流感应电阻器(R)感测。政务司司长)。间隔期t1变压器(T1)被通电，BJT被驱动到饱和。一旦在t的末端达到所需的电流1，底部的BJT是拉低的FET。此时，所有的集电极电流都从晶体管基座流出，进入DRV控制器引脚(I)。德罗夫 ).
在时间间隔内，t2, 基极集电极结进入反向恢复，晶体管继续工作，直到基极电流耗尽到集电极电流的大约一半。请注意，集电极电流与发射极电流在这段时间内的差异通过晶体管基座。晶体管继续工作，集电极电流的大小基本不变。此间隔也称为bjt存储时间(T)。S)，可以在设备的数据表中找到。

在t的开头3储存时间结束时，晶体管开始关闭。在此间隔期间，两个晶体管PN结进入反向恢复。基极和发射极在晶体管关闭和集电极电流耗尽时共享集电极电流。集电极电压逐渐增加，直到器件完全关闭为止。当BJT完全关闭时，集电极电压达到最大值。这个电压相当于输入电压、整个变压器的输出电压和变压器漏感引起的电压尖峰之和。

间隔期t4，能量被传送到二次绕组和二极管DG 进行，向输出输送能量。一旦变压器的能量耗尽，集电极电压就开始向地面旋转。这种电压是通过辅助绕组的匝数比(N)来感测的。A/NP)。一旦控制器观察到变压器失电，延迟t。5 添加以实现山谷切换。注意，在图4只是一个快照，当转换器工作在临界导通附近并且是谷开关时.为了控制占空比，控制器调整主电流的频率和大小，并将变换器驱动到不连续模式。这些变换器的最大占空比是在设计的变换器工作在临界导通附近时。

估算BJT中的导通损耗和开关损耗的计算与二极管的计算相似。基极、发射极和集电极饱和电压被建模为电池，类似于二极管的正向电压。平均电流用来估计平均导电损耗。在这个应用中，所有的计算所涉及的电流是三角形或梯形，平均计算利用基本几何原理，并有很好的记录。一个主要的区别是bjt有一个存储电荷延迟(T)。S)。BJT晶体管的基座需要一定数量的存储电荷(Q)。S)在设备开始关闭之前将其移除。它需要知道如何计算反向回收费用(Q)。R)PN连接。反向恢复电荷是使半导体器件停止导电所需的反向电荷量。

BTJ开关损耗的计算(Q)A)，让我们回顾一个使用NPN晶体管工作在115 V RMS输入的5W USB反激转换器。规格列于表1。峰值集电极电流(I)C(PK))由控制器和变换器的最大频率(F)限制为360 mA。马克斯)按设计限制在70 kHz以内。变换器的平均开关频率(F)avg)在满载情况下，115 V RMS输入为56 kHz。该变换器基于最小输入电压，设计为最大占空比(D)。马克斯占百分之五十二。最大集电极电压(V)C(最高))在此输入条件下为250 V：

表1BJT的数据表参数



要估计晶体管的损耗，需要估计图4。时间t1最大占空比周期的持续时间，此设计示例的最大占空比约为7.4 us：

为了估计时间t2，设备的存储电荷(Q)S)需要计算。
基于t的数据表参数S基极放电电流(I)B2)，存储费用为200 NC：

时间t1, 晶体管被驱动到饱和。在时间t的存在下1 所有的集电极电流都通过晶体管的底部。当基座在t期进入一种反向恢复时2集电极电流在晶体管的基极和发射极之间分裂。根据这些信息和区间内电流的梯形形状，平均基波电流(I)B(AVGt 2))在储存期间t2可计算为：

平均基波电流和Q值S时间t2可以用下列公式计算：


收集器反向回收费用(Q)r)用于估计开关损耗时间间隔t。3。基于BJT数据表的参数Qr 计算为36 NC：

平均集电极电流(I)C(AVGt 3))在间隔期t3 是180毫安，基于三角形的形状。将这个平均集电极电流和计算出的q相加起来r可用于估计间隔t的时间。3，在此设计示例中大约为200 ns：


对时间间隔t使用时间估计1通过t3，方程12可以用来估计BJT的损失(PQa)在115 V的RMS输入。在这个方程中，第一组项是基极到发射极的传导损耗，而BJT是正偏的。第二组术语估计bjt在时间间隔t内由于集电极电流造成的损失。1和T2这包括通过基座的集电极电流。基极对集电极的反向饱和电压估计为V。行政长官(SAT)。第三组术语估计BJT的关闭损失。


我们对5W设计进行了评估，以比较时间估计与实际时间的准确性。

t的测量时间1是6.5，比估计的少2.4%。储存时间为660 ns(T)。2 =tS)，这比估计的少了大约11%。被测集电极上升时间(T)3 =tR)是210 ns，比估计值高出大约5%。P的计算功耗Qat的测度时间1通过t3增加到544兆瓦，比估计的功耗高4.6%。注意，这些计算基于数据表的平均存储时间和反向恢复时间。实际时间将因生产、工艺和操作条件而异。为了安全起见，设计师应该在估计BJT总亏损的基础上增加20%的保证金。

摘要

当我第一次接触到使用BJT设计开关电源时，我很好奇为什么设计师会使用这个设备而不是FET。然而，双极器件的低成本和更高的电压额定值使它们成为这些低功耗应用的可行选择。本文对双极晶体管的工作原理和几何结构有了基本的了解，从而可以估算晶体管的导通损耗和开关损耗。