一、摘要
长期以来， 提升电源系统功率密度，效率以及系统的可靠性一直是研发人员面临的重大课题。 提升电源的开关频率是其中的方法之一， 但是频率的提升会影响到功率器件的开关损耗，使得提升频率对硬开关拓扑来说效果并不十分明显，硬开关拓扑已经达到了它的设计瓶颈。而此时，软开关拓扑，如LLC拓扑以其独具的特点受到广大设计工程师的追捧。但是，这种拓扑却对功率器件提出了新的要求。
LLC 拓扑的以下特点使其广泛的应用于各种开关电源之中：
1.LLC 转换器可以在宽负载范围内实现零电压开关；
2.能够在输入电压和负载大范围变化的情况下调节输出，同时开关频率变化相对很小；
3.采用频率控制，上下管的占空比都为50％；
4.减小次级同步整流MOSFET的电压应力，可以采用更低的电压MOSFET从而减少成本；
5.无需输出电感，可以进一步降低系统成本；
6.采用更低电压的同步整流MOSFET， 可以进一步提升效率。
三、LLC 电路的结构及原理
图1和图2分别给出了LLC谐振变换器的典型线路和工作波形。如图1所示LLC转换器包括两个功率MOSFET（Q1和Q2），其占空比都为0.5；谐振电容Cr，副边匝数相等的中心抽头变压器Tr，等效电感Lr，励磁电感Lm，全波整流二极管D1和D2以及输出电容Co。
图1 LLC谐振变换器的典型线路
图2 LLC谐振变换器的工作波形而LLC有两个谐振频率，Cr， Lr 决定谐振频率fr1； 而Lm， Lr， Cr决定谐振频率fr2。
系统的负载变化时会造成系统工作频率的变化，当负载增加时， MOSFET开关频率减小， 当负载减小时，开关频率增大。
3.1 LLC谐振变换器的工作时序
LLC变换器的稳态工作原理如下：
1）〔t1，t2〕
Q1关断，Q2开通，电感Lr和Cr进行谐振，次级D1关断，D2开通，二极管D1约为两倍输出电压，此时能量从Cr， Lr转换至次级。直到Q2关断。
2）〔t2，t3〕
Q1和Q2同时关断，此时处于死区时间， 此时电感Lr， Lm电流给Q2的输出电容充电，给Q1的输出电容放电直到Q2输出电容的电压等于Vin．
次级D1和D2关断 Vd1＝Vd2＝0， 当Q1开通时该相位结束。
3）〔t3，t4〕
Q1导通，Q2关断。D1导通， D2关断， 此时Vd2＝2Vout
Cr和Lr谐振在fr1， 此时Ls的电流通过Q1返回到Vin，直到Lr的电流为零次相位结束。
4）〔t4，t5〕
Q1导通， Q2关断， D1导通， D2关断，Vd2＝2Vout
Cr和Lr谐振在fr1， Lr的电流反向通过Q1流回功率地。 能量从输入转换到次级，直到Q1关断该相位结束
5）〔t5，t6）
Q1，Q2同时关断， D1，D2关断， 原边电流I（Lr＋Lm）给Q1的Coss充电， 给Coss2放电， 直到Q2的Coss电压为零。 此时Q2二极管开始导通。 Q2开通时相位结束。
6）〔t6，t7〕
Q1关断，Q2导通，D1关断， D2 开通，Cr和Ls谐振在频率fr1， Lr 电流经Q2回到地。 当Lr电流为零时相位结束。
3.2 LLC谐振转换器异常状态分析
以上描述都是LLC工作在谐振模式， 接下来我们分析LLC转换器在启机， 短路， 动态负载下的工作情况。
3.2.1 启机状态分析
通过LLC 仿真我们得到如图3所示的波形，在启机第一个开关周期，上下管会同时出现一个短暂的峰值电流Ids1 和Ids2． 由于MOSFET Q1开通时会给下管Q2的输出电容Coss充电，当Vds为高电平时充电结束。而峰值电流Ids1和Ids2也正是由于Vin通过MOSFET Q1 给Q2 结电容Coss的充电而产生。
图3 LLC 仿真波形我们将焦点放在第二个开关周期时如图4，我们发现此时也会出现跟第一个开关周期类似的尖峰电流，而且峰值会更高，同时MOSFET Q2 Vds也出现一个很高的dv／dt峰值电压。那么这个峰值电流的是否仍然是Coss引起的呢？ 我们来做进一步的研究。
图4 第二个开关周期波形图对MOSFET结构有一定了解的工程师都知道，MOSFET不同于IGBT，在MOSFET内部其实寄生有一个体二极管，跟普通二极管一样在截止过程中都需要中和载流子才能反向恢复， 而只有二极管两端加上反向电压才能够使这个反向恢复快速完成， 而反向恢复所需的能量跟二极管的电荷量Qrr相关， 而体二极管的反向恢复同样需要在体二极管两端加上一个反向电压。在启机时加在二极管两端的电压Vd＝Id2 x Ron。而Id2在启机时几乎为零，而二极管在Vd较低时需要很长的时间来进行反向恢复。如果死区时间设置不够，如图5所示高的dv／dt会直接触发MOSFET内的BJT从而击穿MOSFET。
图5通过实际的测试，我们可以重复到类似的波形，第二个开关周期产生远比第一个开关周期高的峰值电流，同时当MOSFET在启机的时dv／dt高118，4V／ns。而Vds电压更是超出了600V的最大值。MOSFET在启机时存在风险。
图63.2.2 异常状态分析
下面我们继续分析在负载剧烈变化时，对LLC拓扑来说存在那些潜在的风险。
在负载剧烈变化时，如短路，动态负载等状态时，LLC电路的关键器件MOSFET同样也面临着挑战。
通常负载变化时LLC 都会经历以下3个状态。我们称之为硬关断，而右图中我们可以比较在这3个时序当中，传统MOSFET和CoolMOS内部载流子变化的不同， 以及对MOSFET带来的风险。
时序1，Q2零电压开通，反向电流经过MOSFET和体二极管，此时次级二极管D2开通，D1关段。
－传统MOSFET此时电子电流经沟道区，从而减少空穴数量 －CoolMOS此时同传统MOSFET一样电子电流经沟道，穴减少，不同的是此时CoolMOS 的P井结构开始建立。
时序2，Q1和Q2同时关断，反向电流经过MOSFETQ2体二极管。
Q1和Q2关断时对于传统MOSFET和CoolMOS来说内部电子和空穴路径和流向并没有太大的区别。
时序3，Q1此时开始导通，由于负载的变化，此时MOSFET Q2的体二极管需要很长的时间来反向恢复。当二极管反向恢复没有完成时MOSFET Q2出现硬关断， 此时Q1开通，加在Q2体二极管上的电压会在二极管形成一个大电流从而触发MOSFET内部的BJT造成雪崩。
－传统MOSFET此时载流子抽出，此时电子聚集在PN节周围， 空穴电流拥堵在PN节边缘。
－CoolMOS的电子电流和空穴电流各行其道， 此时空穴电流在已建立好的P井结构中流动，并无电子拥堵现象。
综上， 当LLC电路出现过载，短路，动态负载等条件下， 一旦二极管在死区时间不能及时反向恢复， 产生的巨大的复合电流会触发MOSFET内部的BJT使MOSFET失效。
有的 CoolMOS采用Super Juction结构， 这种结构在MOSFET硬关断的状态下， 载流子会沿垂直构建的P井中复合， 基本上没有侧向电流， 大大减少触发BJT的机会。 四、如何更容易实现ZVS
通过以上的分析，可以看到增加MOSFET的死区时间，可以提供足够的二极管反向恢复时间同时降低高dv/dt， di/dt 对LLC电路造成的风险。但是增加死区时间是唯一的选择么？下面我们进一步分析如何够降低风险提升系统效率。
图7对于LLC 电路来说死区时间的初始电流为：
而LLC能够实现ZVS必须满足：
而最小励磁电感为：
根据以上3个等式，我们可以通过以下三种方式让LLC实现ZVS：
第一， 增加Ipk；
第二， 增加死区时间；
第三， 减小等效电容Ceq即Coss。
从以上几种状况，我们不难分析出。增加Ipk会增加电感尺寸以及成本，增加死区时间会降低正常工作时的电压，而最好的选择无疑是减小Coss，因为减小无须对电路做任何调整，只需要换上一个Coss相对较小MOSFET即可。
五、结论
LLC 拓扑广泛的应用于各种开关电源当中，而这种拓扑在提升效率的同时也对MOSFET提出了新的要求。不同于硬开关拓扑，软开关LLC谐振拓扑，不仅仅对MOSFET的导通电阻（导通损耗），Qg（开关损耗）有要求，同时对于如何能够有效的实现软开关，如何降低失效率，提升系统可靠性，降低系统的成本有更高的要求。CoolMOS，具有快速的体二极管，低Coss，有的可高达650V的击穿电压，使LLC拓扑开关电源具有更高的效率和可靠性。
举报
