IGCT 是一款导通状态损耗低的
半导体开关，是中最高功率逆变器的理想选择;必须努力最大限度地提高功率输出和能源效率以提供有竞争力的产品的应用。虽然拓扑、开关频率和输出滤波器等特定应用方面是逆变器效率的主要贡献者，但半导体本身可以通过提供低导通状态和开关损耗做出重大贡献。在这方面，IGCT无疑是性能最高的硅器件架构。
本文介绍了6500 A、4500 V集成栅极换向晶闸管（IGCT）的开发和性能。为了最大化可控电流，研究了不同的段布局，下面描述了这些测试布局。机械设计基于现有的外环栅极、直径为94毫米的硅晶圆平台。最佳布局变体可在单个脉冲中可靠地切换超过 8000 A 的电流（2800 V），在高达 230 °C 的虚拟结温下具有稳定的频率操作。
设备架构
该项目旨在使用直径为94毫米的晶圆与已经生产了20多年的91毫米晶圆相比，其热阻更低，有效面积增加。94毫米平台于2014年至2016年首次为STATCOM应用设计的RC-IGCT开发［1］。
94 mm 和 91 mm 外壳平台在外部相同;它们仅在内部有所不同。91 mm 晶圆的栅极连接位于器件半径的一半左右。从径向外部连接到晶圆上的栅极不可避免地意味着将其引导穿过构成主电极的阴极片和阴极侧的热接触。栅极通孔在 91 mm 器件的电气和热回路中引入障碍物。
相比之下，94 mm晶圆的栅极触点放置在器件的有效区域之外，消除了阴极触点中的障碍物并降低了热阻。由于将激光切割直径从 91 毫米更改为 94 毫米，设备有效区域的空间也增加了 6-7% 以上。更有效的设计，以及更高的生产精度，降低了所需的公差，使94毫米晶圆能够将有效GCT面积从42平方厘米扩大到51.4平方厘米，增加了22%。
外栅极触点布置有两个主要优点。首先，晶圆的外部尽可能靠近栅极单元，这降低了连接晶圆和栅极单元的栅极引线的电感阻抗。其次，晶圆上的栅极金属化构成了晶圆上所有段的栅极接触。这种导体的形状有利于外栅极接触：随着从晶圆内部到外部的电流增加，它的横截面积增加。然而，外栅极触点对栅极
电路阻抗有两个缺点。
最重要的是，栅极金属化必须通过栅极触点旁边的切向横截面承载整个栅极电流。对于半半径栅极触点，栅极金属化的内半部分和外半部分组成一个平行连接，因此每半部分承载一部分栅极电流。第二个缺点是晶闸管段和栅极触点之间的最大距离增加了大约两倍，从而增加了最远段的感性阻抗负载。总之，外栅环是一种选择，一方面有望增加栅极金属化的电阻阻抗，另一方面降低电感阻抗。
图 1：研究的实验晶圆布局图片。所有晶圆都被切割成直径94毫米。左：高速公路布局。中心：VSW布局。右：CSW 布局
区段布局实验
外环栅极如何影响非对称器件的电流可控性和栅极金属化鲁棒性的不确定性导致了对此类器件中栅极金属化的阻抗特性的广泛
仿真（仿真方法在［2］中描述）。仿真引发了一项实验，研究三种段放置设计方法。早期的仿真结果表明，布局对晶圆上的电感阻抗分布影响很小，因此实验侧重于电阻分布。图1显示了最初三种设计的照片，这些设计均由12个段环组成，其中包含不同数量的相同段。
最右边的照片显示了传统IGCT晶圆布局的变体，称为“恒定段宽度”（CSW）。顾名思义，段宽度不随放置半径而变化，等于 250 μm。
中间的照片显示了对名为“可变段宽度”（VSW）的传统布局的进一步改进。对于这种布局变体，段宽度随晶圆上的径向放置而变化。VSW概念旨在帮助最内层的段（在栅极接触方面具有最不利的位置）通过使其更窄来更快地关闭。这将弥补它们因门信号较晚到达而造成的固有速度劣势。
第三种变体显示在最左边的照片中，名为“高速公路”（HWY）。这是为了避免用内半部分产生的电流加载段环的近似外半部分。HWY概念还具有可变的段宽度，但分布在每个内段和外段环隔室中挤压在一起。HWY 布局允许进行广泛的附加试验：例如，更改两个隔间的闸门金属连接位置（如果有的话）。照片中的晶圆在环十后重新连接了内部和外部隔间，这对于未经训练的眼睛来说可能很难辨认。进一步研究的HWY变体使得连接内部隔间与门接触的高速公路或流道中的闸门金属化比放置段的隔间更厚。
所有三种布局变体均采用不同的栅极金属层厚度制造，约为传统厚度的 1 到 2 倍，以降低栅极金属层的径向欧姆阻抗。物理IGCT段布局可以通过晶圆上的段宽度和间距分布来非常准确地描述。图 2 中的图表显示了所研究的布局变体的详细信息，该图表说明了线段宽度（顶部图）和段间距（底部图）如何随线段环中心半径而变化。
图 2：所研究的三种设计的线段布局细节：线段宽度分布 （a） 和线段间距分布 （b）。
除了最大可控电流外，段布局还会影响阴极触点（在段顶部）的坚固性。冲击的主要特征是阳极压制金属面积和段压制金属面积之间的比率。随着管片堆积密度的增加，坚固性明显提高。相同的金属面积比例也会影响功率损耗效率，尽管程度几乎微不足道。
结果
功率损耗权衡
由于分段填料密度略有不同，这些变体在静态和动态损耗之间的权衡方面也略有不同。图3中的图表显示了几种设计变体的导通电压和关断损耗之间的权衡。
图 3：4000 A、2800 V 和 Tj 140 °C 下的技术曲线
最大可控电流
所有变体均在25°C至160°C的结温范围内以单脉冲模式进行了破坏测试。 VDC 2800 V 和 Tj 140 °C 下三种主要变化的电流可控性分布如图 4 所示。显然，VSW布局具有最高的鲁棒性，而且有点出乎意料的是，由于模拟承诺了更好的结果，HWY最低。最高开关电流之一8000 A的采样波形如图5所示。在低结温下，由于电感电压峰值，存在明显的性能限制。过压是杂散阻抗中存储的能量和快速电流瞬变推动电压瞬变接近或高于器件雪崩能力的结果。在低温下，这种情况发生在电流下，如果不是因为过压，电流将低于器件可以关闭的电流。图6显示了25 °C、6800 A和2800 V时的关断波形，说明了这种效应。在某种程度上，该器件可以通过产生雪崩电流来箝位电压，从而在最大电压下产生平台。但是，如果杂散阻抗中存储的能量过高，则在这种情况下器件将失效。
图 4：显示三个主要布局变体上测试的最大可控电流分布的箱形图。
在高温和高频操作下的坚固性
频率和HTRB测试都表明，该设备能够在Tvj下工作，maxwell高于所需的140°C。 频率测试基于电流斩波器设置，能够改变开关频率、电流、电压和占空比。在 100 Hz、4850 A 和 2800 V 下引发热故障，占空比为 95%。在这种条件下的功率损耗和冷却系统的热阻抗允许计算结温（Tvj）约为230°C。
图 5：显示 Tj 140 °C、IT 8000 A、VDC 2800 V 时开关电流最高的事件之一的波形。
图 6：25 °C、6800 A、2800 VDC 时的关断波形，说明了超过器件雪崩能力的感性电压过冲。这些测量的杂散阻抗为Lσ 325 nH。
