1、结构
第一个功率MOSFET - 与小信号MOSFET不同 -
出现在1978年左右上市，主要供应商是Siliconix。它们是所谓的V-MOS设备。MOSFET的特点是源极和漏极之间的表面下沟道，顶部是栅极的SiO2绝缘层。因此，栅极是隔离的，因此没有静态栅极电流。在足够的栅极电压下，形成一个导电通道，电流可以通过该通道向两个方向流动。
该通道具有电阻Rdson，缺点是损耗随电流的平方而增加。大多数MOSFET是N沟道增强型，即通常关断，需要大约12
V的栅极驱动，这很容易由标准IC提供。最小阈值电压介于 1 至 4 V 之间，可提供高达 500 V 的 P 沟道增强型
MOSFET，低功耗系列也提供耗尽型。耗尽型 MOSFET 不适合在 SMPS
中使用，因为它们在零栅极电压下完全导通;因此，在电源打开时，它们会出现短路。
关于漏电流，栅极的阻抗必须保持足够低，以防止寄生导通。请注意，所有驱动器都需要最小电源电压才能正常工作，低于此电压，MOSFET
的输出保持高阻抗;因此，需要一个通常《 100 K的电阻，以防止寄生导通，这可能是破坏性的。
如下文所述，在关断期间，栅极可能会产生相当大的容性电流，除非栅极电路的阻抗足够低，否则可能导致寄生导通。看似“无法解释”的失败可能在这里有其原因。最大栅极电压通常为
+- 20 V，因此有足够的储备。还有与逻辑系列兼容的低阈值器件。通过掺杂或离子注入，可以实现任何所需的阈值电压。
功率MOSFET具有较大的输入、反向和输出电容，可超过10
nF，因此快速开关需要相当大的峰值电流。重要的是要注意，在从关闭到打开和反向切换期间，晶体管将遍历其线性区域。强米勒效应使输入电容增加得如此之多，以至于栅极电压将显示一个平台状态，直到米勒效应在导通或关断状态下再次消失。这种效应会减慢开关速度，只能通过高峰值电流驱动器或级联电路来克服。
今天的MOSFET与最初的MOSFET有很大不同。当几家大公司将多蜂窝芯片推向市场时，突破就出现了;IR称它们为Hexfets，因为这些电池是六边形的。摩托罗拉称它们为TMOS，西门子SIPMOS等。通过并联数千个这样的电池，实现了高电压和电流，同时Rdson的电压和电流保持低水平。无花果。3.1显示了西门子/英飞凌MOSFET的结构。
早期西门子/英飞凌功率MOSFET的结构，所有其他公司都有类似的结构。MOSFET由数万个并联电池组成，漏极位于底部。该结构与集成电路非常相似，源自多细胞功率双极。
功率MOSFET的真实内部结构首先由哈里斯半导体在两个应用说明中披露。图3.2显示它是一个级联，功率器件是JFET，级联中的下部晶体管是MOSFET。级联码的内部节点不可访问，与IGBT相同。因此，只能影响打开，而不能影响关闭！可以快速关闭栅极处的MOSFET，但器件的关断方式不会受到栅极的进一步影响。通常，电流会迅速下降到一半左右，然后在该水平上停留一段时间，然后再降至零。当漏极电压快速上升时，产品电压乘以电流增加;如果关闭时间过长，将产生过度损失，从而导致破坏。相同类型型号的
MOSFET 在开关行为上可能有很大差异，好的 MOSFET 会快速关断，其他可能需要 100 ns 以上。
第二代功率 MOSFET
的真实内部结构。它是一个级联代码，功率器件不是MOSFET，而是JFET！下部晶体管是MOSFET。输出端的寄生NPN很明显，其基极被铝短路;在下部简化等效电路中，不包含它。中间的电路相当完整;所示的3个电容在数据手册中给出。
该图解释了在关断期间，电流继续流过漏极和栅极之间的电容并流出栅极。驱动器必须能够接受此电流。这也是为什么外部栅极电阻必须由快速二极管并联以防止该电流在电阻两端产生过高电压的原因之一。对于中型
MOSFET，1 N 4150 可以完成这项工作。
来自栅极的电流可能会试图将驱动器的输出拉到地电位以下或Vcc以上，这可能导致驱动器IC发生故障或损坏。因此，最需要将1
A功率肖特基二极管从输出连接到地，以及从输出连接到Vcc。如果驱动器的阻抗过高，则从MOSFET发出的电流会产生足够高的电压以使其重新导通，寄生导通，从而导致额外的损耗甚至破坏。这个问题也会影响碳化硅MOSFET。
标准功率MOSFET最高可达800 V，有少数1000 V类型，一些日本制造商提供1700
V，但缺点是芯片尺寸随电压增加。除了大型芯片的高成本外，它们的电容也变得过高。
2、二次击穿
另一个问题是存在与输出并联的寄生NPN双极晶体管。制造商吹捧MOSFET没有二次击穿。这很快被证明是错误的，原因是寄生NPN。第二次击穿是从双极中得知的。虽然其基极被铝短路，但输出=漏极=集电极上的高dv/dt将通过集电极基极电容产生如此高的电流，以至于在基极-发射极结上产生足够的电压来打开它，这将立即破坏晶体管。因此，Mosfets
的数据表包含 SOAR 特性，这些特性以时间为参数，显示了允许电流与漏源电压的关系。
问题在于数千个细胞的不完美均匀性。阈值电压具有负TC;如果一个电池比它的邻居热一点，它会从它们吸引电流，从而产生一个热点。如果温度超过150或175摄氏度，就会发生短路。均匀性得到了极大的改善，以至于
（Si） MOSFET 具有雪崩额定值，除了 SOAR 额定值外，还必须观察该额定值。特别要注意有关最大Vds和低电流的区域，这对于SB至关重要。
请注意，所有这些特性都与25 C有关，并且必须针对实际工作Tj降额。
通常规定了两种雪崩额定值：单个脉冲的较高额定值和周期性额定值。单脉冲额定值值得怀疑，因为在发生故障的情况下，永远无法证明造成破坏的脉冲是否在额定值范围内
图3.3显示了测试结果。400 V MOSFET在100%功耗压力下发生故障，在45 V时已经失效。即使是 800 V MOSFET
也已经失败了一点。即使它们仅承受50%的功耗，它们也会在100 V时被破坏。只有在将这些结果呈现给制造商之后，他们才承认了事实，从那时起，数据表中就有了
SOAR 特性。
标准功率 MOSFET 的测试结果证明它们会遭受二次击穿。破坏的危险随着dv/dt的增加而增加。
这种防雪崩性是Si
MOSFET最重要的优点之一，迄今为止SiC和GaN无法比拟，两者都缺乏雪崩额定值，GaN被单个过电压脉冲破坏。碳化硅制造商宣布他们将很快指定雪崩额定值;由于Si和SiC
MOSFET之间的相似性，它们成功的可能性不大。
该符号通常与齐纳二极管并联，与漏源端子并联。在雪崩期间，现代MOSFET可以耗散很多，但不建议让零件连续雪崩，而只能在接通等过载情况下。雪崩是产生EMI的随机过程。
3、Rdson，开关损耗
标准硅MOSFET的Rdson随击穿电压呈指数级增长，如图3.4所示。
标准硅功率 MOSFET 对 Rdson 的贡献。
图3.4显示了从30到600
V的总Rdson贡献百分比表。外延层的高百分比是显而易见的;其贡献取决于掺杂水平及其厚度。因此，总Rdson的有意义减少取决于这些参数，但更高的掺杂和厚度的减少将降低击穿电压，因此这就是Rdson对电压具有强烈依赖性的原因。
Rdson经常被高估，在频率》100
KHz的实际开关操作中，开关损耗占主导地位。对低Rdson的追求需要更高的电容，这会减慢开关速度，从而产生更高的损耗。更快的开关需要强大的驱动器或级联;后者是最好和最具成本效益的解决方案，但仍然没有达到应有的知名度。许多碳化硅和氮化镓制造商以级联码形式提供JFET，但这仅在桥式电路中有意义。在级联中下部晶体管，即标准的低压MOSFET，决定了性能，上部晶体管几乎可以是任何。
对于单个开关，Coolmos最好在楼上，SiC或GaN在这里没有优势，相反，它们不能防雪崩。有趣的是，Coolmos
MOSFET的制造商尚未提供级联代码。综上所述，总有一个最佳的MOSFET用于每个应用，具有Rdson和电容的完美组合。数据表仅提供晶体管选择的粗略指南！
最先进的MOSFET已经变得越来越好：更低的Rdson和更低的电容，但芯片也变得更小。因此，新芯片的热阻远高于旧芯片的热阻，热电容也更低。例如，在过载的情况下，这些芯片会比它们的前辈变得更热并且更快地失效。
标准MOSFET保留在实现Rdson低于1
mOhm的LV场中。在高压领域，Coolmos已经取代了它们。高压标准MOSFET仍然是必要的，例如用于线性稳压器。MOSFET 和 TL 431
构成了出色的稳压器，对于高于约 30 V 的电压，可以在 MOSFET 和 TL 431 之间插入级联高压晶体管。
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