交叉耦合闭锁开关
图1显示了以交叉耦合方式连接的两个开关
电路，其中每个开关通过其自身的瞬时按钮开启和断开，而且当一个开关开启时，另一个会断开。由于具有相互抵消的特点，这种电路适于汽车指示灯等应用。
图1：交叉耦合开关独立锁定但相互抵消。
这两个开关电路完全相同并彼此镜像，即R1a与R1b提供相同的功能，Q1a与Q1b功能完全相同，依此类推。除了额外的交叉耦合
元件（C2、D1、D2、R6、R7和Q3）之外，每个开关电路都与《Latching power switch uses momentary pushbutton》中介绍的基本电路大致相同，如该文章中的图1（a）所示，文章中还包括基本电路如何工作的详细说明。需要注意的是，根据负载性质的不同，R5是可选的，而且对于电机这类负载，可能需要在OUT（+）端子和负载之间连上一个阻塞二极管。
为了理解交叉耦合是如何工作的，我们假设SWITCH（a）当前关闭，SWITCH（b）打开，这使得Q1a和Q2a关闭，Q1b和Q2b都导通并通过R3b和R4b相互提供偏置。如果此时按下瞬时按钮Sw1a，则Q1a和Q2a导通，并且SWITCH（a）锁定到其通电状态。在Q2a导通的瞬间，电流脉冲通过D1a、C2a和R7a传递到Q3a的基极，导致Q3a瞬间导通，并短暂地将Q1b的基极短路至0V。Q1b和Q2b此时都关闭，SWITCH（b）锁定到关闭状态。SWITCH（a）现在锁定在其通电状态，并保持此状态直到按下任一按钮开关。如果此时按下Sw1b，则Q1b和Q2b接通，SWITCH（b）锁定到打开状态，Q3b瞬间接通，使Q1a和Q2a关断。
流经Q3的短暂电流脉冲的时间长度由C2-R7时间常数决定，这个时间要足够长以使对端的MOSFET完全关断。记住，当Q1关断时，存储在Q2栅极上的电荷必须通过与R3串联的R1完全释放。一些大电流MOSFET的栅极电容为几十纳法，因此当R1=R3=10kΩ时，栅极可能需要几毫秒才能完全放电。现在，当C2=100nF且R7=10kΩ时，Q3将Q1的基极钳位约5ms，这个时间应足够长以关闭大多数的P沟道MOSFET。
在上述电流脉冲结束时，C2上的电压将大致等于
电源电压+Vs。如果没有二极管D1，该电压将保持Q1导通，从而防止开关关断。有了D1，阻断动作将允许开关正常关断，这样当Q2关断时，C2上的电压将通过R6-D2-R7这个路径放电。
尽管SWITCH（a）和SWITCH（b）是相同的，但它们并不需要同样的电源电压，即+Vs（a）和+Vs（b）不必相等并且可以来自不同的源。但由于图1中的电路要实现交叉耦合，开关（a）和开关（b）必须共用一个共地回路（0V）。对于不能共用共地回路的应用，Q3a和Q3b可以用光电耦合器代替（如图2所示），它允许每个开关有自己的接地回路，与另一个开关电隔离。大多数普通光电耦合器应该都可以正常工作，但要注意，光电LED需要比晶体管更高的驱动电压。因此如果电源电压+Vs比较低时，可能需要降低R7的值（并相应地增加C2的值）。
图2：光电耦合器实现了完全隔离的交叉耦合开关。
具有定时输出的闭锁开关
某些应用可能需要可以在预设的一段时间之后自动关闭的闭锁开关。图3显示了一种非常简单的实现定时输出的方法，其中Q1从单个晶体管改为达林顿管，并在Q2的漏极和R4之间插入电容器C2。和前述电路一样，瞬时按钮Sw1用于控制电路。当开关闭合时，Q2导通，并通过C2和R4向达林顿基极提供偏置电流。电路此时锁定在通电状态，Q2通过Q1保持导通。
图3：对基本开关电路做小改动以实现预设定时输出。
C2此时开始充电，而C2和R4连接处电压下降，下降速率很大程度上取决于C2-R4时间常数。当电压下降时，通过R4传输到达林顿基极的电流也会下降；最终，当达林顿集电极电流变得太小，无法为Q2提供足够的栅极驱动时，MOSFET关断。开关此时恢复到未锁定状态，C2开始通过D1放电，负载与R5（如果有）并联。请注意，只需按下按钮，开关即可在定时“导通”期间的任何时刻解锁，无需等到输出超时。
由于一对达林顿管提供了高电流增益，因此可以采用较大的R4值（大约几兆欧）来产生较长的时间常数。由15V电源供电的测试电路产生的“导通”时间，范围从大约9秒（C2=1μF，R4=1MΩ）到超过15分钟（C2=10μF，R4=10MΩ）。将C2增加到100μF，“导通”时间甚至可以超过两小时。
尽管该电路足以满足那些要求不高的应用，但它仍有几个可能限制其适用性的缺点。达林顿管的电流增益对于确定电路的时间常数十分重要（该增益可能因器件和温度的不同产生很大变化）。所以对于那些需要精确控制“导通”时间的应用，该电路并不适合。同样，电源电压的变化也会影响“导通”时间。
此外，达林顿管的集电极电流逐渐减小也将导致MOSFET慢慢关闭。从图4的波形图可以看出这种结果，图中显示了由15V电源供电、具有500Ω负载、采用FDS6675A MOSFET作为Q2且R4为1MΩ的电路输出。注意输出从15V（导通状态）转换到0V（关断状态）几乎需要3ms的时间。对于轻负载而言，这么长的关断时间也许是可以接受的，但对于开关大电流的MOSFET却远非理想。
图4：轻负载时较长的关断时间也许可以接受。
图5对上述电路进行了改进，其中达林顿管由两个开漏/开集比较器（IC1）取代，R5由潜在分压器R4-R5取代。R6-R7分压器产生参考电压Vref（比较器电源电压Vcs的恒定分数），为两个比较器提供稳定的参考电压。
图5：改进后的电路可提供精确时序、快速开关以及抵抗电源电压变化的能力。
第一次按下开关时，Q2导通，为负载供电，同时正向偏置D1，为比较器提供电源电压Vcs。此时，如果R4/R5=R6/R7，电压Vx将略大于Vref，使IC1a的输出晶体管导通。其输出变为低电平（接近0V），从而通过R3为Q2提供栅极偏置。
电路现在锁定在“导通”状态，定时电容C4开始通过R8充电，C4的电压Vc呈指数上升。在Vc刚刚超过Vref时，比较器IC1b跳闸，其输出晶体管导通，将Vx拉低至0V。IC1a的输出晶体管此时关断，而且由于Q2不再有栅极驱动，MOSFET关断，开关解锁。C4此时通过D2-R6-R7路径比较快速地放电。与上述的简单电路一样，只需按下开关可随时解锁开关。
阻塞二极管D1提供双重功能。当Q2关断时，它将R2与存储在C2上的电荷隔离，从而确保开关正确解锁。此外，当开关关断时，它可以防止C2（和C4）通过负载快速放电。这为比较器在Q2关断时保持供电提供了短暂的时间，从而确保电路以有序的方式关闭。为比较器供电的是开关输出而不是电源电压，这满足了本文介绍的所有电路的基本要求，即（就像机械开关一样）“关断”状态下的功耗为零。
图6显示了电路的时序公式以及当IC1=TLC393、R4=R6=10kΩ、R5=R7=22kΩ、+Vs=15V时的测试电路的结果。注意Vcs并不在公式中，因此“导通”时间基本上不受电源电压变化的影响。
图6：图5所示电路的时序公式和测试结果。
可以看到，测试结果和理论结果很好地吻合，除了当C4=100μF时产生的“导通”时间比计算得出的时间长很多。这很可能是由于测试所采用的电解电容器内部产生了泄漏（非电解类型用于1μF和10μF测试）。若采用合适的组件，是可以实现超过一小时的“导通”时间的。
忽略D1上的压降，比较器电源电压与直流电源电压大致相同（Vcs≈+Vs），这会影响可用的比较器类型。TLC393双微功率比较器因极小的功率要求和极低的输入偏置电流（通常为5pA）而成为理想选择，尽管它们仅限于16V左右的电源电压。LM393具有相同的功能，并可在高达30V的电源电压下使用，但由于其电源电流大于TLC393，输入偏置电流也相对较大（通常为-25nA），这会影响C4的充电速率。选择R4-R7的数值时，要确保Vx和Vref不超过比较器的高共模电压限值（对TLC393和LM393来说，大约比Vcs低1.5V）。
除了为定时输出提供相当精确的控制以外，改进型电路从“导通”状态转换到“关断”状态的速度比图3所示的简单电路也要快得多。图7所示的波形图显示了测试电路的输出，该电路由15V电压供电，并采用与上述简单电路相同的500Ω负载和FDS6675A MOSFET。与图4中稍显迟滞的响应相比，从完全“导通”到完全“关断”的开关时间大大缩短，只有大约100μs。
图7：电路的改进极大地提高了从“导通”到“关断”的转换速度。
选择元件
上述电路对使用的双极型晶体管和二极管并没有特殊要求，只要提供最大电源电压，大多数具有良好电流增益的NPN双极型晶体管都是适用的。在最大漏源电压、电流处理和功耗方面，P沟道MOSFET的额定值必须与高端驱动电路中的任何器件相当。需要注意的是，某些类型MOSFET的最大栅源电压限值远低于漏源电压额定值。例如，IRFR9310的最大漏源电压额定值为-400V，而栅源电压被限制在±20V。如果应用需要非常大的电源电压，则可能需要在MOSFET的栅极和源极之间连接一个保护齐纳二极管，以便将栅极电压钳位到安全水平。
尽管所有电路中都使用了按钮开关，实际上按钮开关是可以用磁簧继电器（提供磁激活开关）或其它类型的瞬时触点来代替的。唯一的要求是触点必须相对于电源轨电“浮动”。
最后，请记住图5中的IC1必须是开漏或开集类型。此外，要注意大阻抗和敏感节点使电路易受噪声影响，可能导致错误触发和某些不可预测的行为，因此要避免“杂乱”的结构，并在必要时使电路免受EMI和RFI的影响。
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