概述
在比较测量结果与仿真结果时，从测量硬件的同轴电缆到待测设备信号走线的转接段一般被认为是理想的。但在实际应用中，这种“理想”状态在较高频率时通常会导致数据失配（仿真数据≠测量数据）。
图1：SMA连接器用于把测量硬件的同轴电缆连接到PCB，并将同轴模式信号转换为微带线模式，最后传送给待测设备。
仿真输入/输出端口一旦连到PCB走线上（比如连到微带线或共面波导），就会默认做出这种理想的假设（图2）。虽然有许多方法可以用来确保转接段具有尽可能小的反射，但这个特殊例子重点突出了将完整的3D FEM电磁模型用于连接器的方法。这种方法支持以分析的方式处理转接的寄生效应，使我们远离“理想”状态，并趋于现实。
图2：一般情况下仿真端口直接位于微带线上，忽略图1中的连接器所代表的不连续性，因而会系统性地扭曲仿真结果与测量结果。
设计
在原理图（父文档）中，我们已经绘制了含信号走线的印刷电路板（PCB）。为20mil基板设计的3D连接器从技术上讲就是父文档的亚模型（或子模型），也就是说设计是分层的。连接器模型允许在连接器的同轴电缆末端布置一个端口（输入端口），其它端口则被定义为微带线末端的普通波端口（输出端口）。输出端口的参考平面被移动到连接器后面。
没经优化的转接质量
图3中的转接曲线S11表明，良好的固有匹配只到大约2GHz。在10GHz的目标设计频率点，反射高达-10dB。很明显，设计现在将受益于优化后的转接，不仅因为损失的能量，而且因为失配是造成测量与仿真偏差的一个重要来源。
图3：优化之前在同轴端口处的转换段反射系数。
优化策略
转接模型可以在原理图中将电磁文档用作普通子模型加以优化。很容易确定的是，串联L，并联C的匹配电路可以完成10GHz点的优化工作。在微带线中，串联L可以用窄的带状线段实现，而并联C可以用宽的带状线段实现。因此，优化所要求的微带尺寸非常简单，如图4所示。
图4：可用于优化从同轴到微带线的转接段的候选匹配电路。
最后一步是将匹配电路尺寸放进3D模型中，然后执行验证仿真，如图6所示。
图5：在同轴端口使用匹配电路的封闭式模型时的转接段反射系数（绿色曲线）。
图6：在10GHz频率点经过优化了的转接段的表面电流注释。
从图中可以看出，第一次匹配试验是非常优秀的。
对10GHz时的表面电流进行观察和绘制动画也是相当有益的，如图7所示。
图7：在10GHz频率点经过优化了的转接段的表面电流注释。
总之，这种简单的匹配电路可以使从同轴电缆到微带线的信号传输在10GHz目标设计频率处具有不到-20dB的反射性能。匹配带宽大约是2GHz，而且使用带连接器电磁模型的传统电路模型进行优化很方便，也很可靠。完整的3D电磁验证解决方案可以立即供货，并且几何形状得到了最优化。
从不同连接器到不同电路基板的各种转接模型可以存储为库，然后在任何后续的电路设计中方便地调用。集成的3D电磁工具支持将所有设计数据保持在一个AWR Design Environment（AWRDE）项目文件中，包括连接器、绑定的封装、外壳或任何其它任意三维物体。这样可以消除模型误用的风险，举例来说：水平连接器被改为垂直连接器；设计版图的图形化视图将立即显示使用的是哪个3D模型，这与在其它地方评估连接器的S参数、然后作为盲文件导入AWRDE的情况是不同的。单项目文件也意味着更容易进行归档、设计传递、存储和复用。
概述
在比较测量结果与仿真结果时，从测量硬件的同轴电缆到待测设备信号走线的转接段一般被认为是理想的。但在实际应用中，这种“理想”状态在较高频率时通常会导致数据失配（仿真数据≠测量数据）。
图1：SMA连接器用于把测量硬件的同轴电缆连接到PCB，并将同轴模式信号转换为微带线模式，最后传送给待测设备。
仿真输入/输出端口一旦连到PCB走线上（比如连到微带线或共面波导），就会默认做出这种理想的假设（图2）。虽然有许多方法可以用来确保转接段具有尽可能小的反射，但这个特殊例子重点突出了将完整的3D FEM电磁模型用于连接器的方法。这种方法支持以分析的方式处理转接的寄生效应，使我们远离“理想”状态，并趋于现实。
图2：一般情况下仿真端口直接位于微带线上，忽略图1中的连接器所代表的不连续性，因而会系统性地扭曲仿真结果与测量结果。
设计
在原理图（父文档）中，我们已经绘制了含信号走线的印刷电路板（PCB）。为20mil基板设计的3D连接器从技术上讲就是父文档的亚模型（或子模型），也就是说设计是分层的。连接器模型允许在连接器的同轴电缆末端布置一个端口（输入端口），其它端口则被定义为微带线末端的普通波端口（输出端口）。输出端口的参考平面被移动到连接器后面。
没经优化的转接质量
图3中的转接曲线S11表明，良好的固有匹配只到大约2GHz。在10GHz的目标设计频率点，反射高达-10dB。很明显，设计现在将受益于优化后的转接，不仅因为损失的能量，而且因为失配是造成测量与仿真偏差的一个重要来源。
图3：优化之前在同轴端口处的转换段反射系数。
优化策略
转接模型可以在原理图中将电磁文档用作普通子模型加以优化。很容易确定的是，串联L，并联C的匹配电路可以完成10GHz点的优化工作。在微带线中，串联L可以用窄的带状线段实现，而并联C可以用宽的带状线段实现。因此，优化所要求的微带尺寸非常简单，如图4所示。
图4：可用于优化从同轴到微带线的转接段的候选匹配电路。
最后一步是将匹配电路尺寸放进3D模型中，然后执行验证仿真，如图6所示。
图5：在同轴端口使用匹配电路的封闭式模型时的转接段反射系数（绿色曲线）。
图6：在10GHz频率点经过优化了的转接段的表面电流注释。
从图中可以看出，第一次匹配试验是非常优秀的。
对10GHz时的表面电流进行观察和绘制动画也是相当有益的，如图7所示。
图7：在10GHz频率点经过优化了的转接段的表面电流注释。
总之，这种简单的匹配电路可以使从同轴电缆到微带线的信号传输在10GHz目标设计频率处具有不到-20dB的反射性能。匹配带宽大约是2GHz，而且使用带连接器电磁模型的传统电路模型进行优化很方便，也很可靠。完整的3D电磁验证解决方案可以立即供货，并且几何形状得到了最优化。
从不同连接器到不同电路基板的各种转接模型可以存储为库，然后在任何后续的电路设计中方便地调用。集成的3D电磁工具支持将所有设计数据保持在一个AWR Design Environment（AWRDE）项目文件中，包括连接器、绑定的封装、外壳或任何其它任意三维物体。这样可以消除模型误用的风险，举例来说：水平连接器被改为垂直连接器；设计版图的图形化视图将立即显示使用的是哪个3D模型，这与在其它地方评估连接器的S参数、然后作为盲文件导入AWRDE的情况是不同的。单项目文件也意味着更容易进行归档、设计传递、存储和复用。
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