D 类采用脉宽调制 （PWM） 信号取代AB 类放大器通常采用的线性信号。PWM 信号包括音频信号以及PWM开关频率与谐波。D 类音频放大器比AB 类放大器效率高得多，因为输出MOSFET 可从极高阻抗转变为极低阻抗，从而在作用区操作只有几纳秒。利用上述技术，输出级上损失的功率极低。此外，LC 过滤器或扬声器的感应元件在各周期还能存储能量，并可确保切换功率不会在扬声器中损失。
引言
尽管D 类放大器推出已经有一段时间了，但许多人仍不理解D 类放大器工作的基本原理，也不明白其为什么会提供更高效率。本文将解释脉宽调制 （PWM） 信号是如何创建的，以及说明您听到的是音频频率而非PWM波形的开关频率。本文将详细说明输出PWM波形为什么比输出线性波形效率高很多，还将说明为什么某些D类放大器要求LC过滤器，而某些则不需要。
B＞ D 类输出信号 （PWM） 如何包含音频信号？
TPA3001D1结构图（见图1）有助于解释PWM信号是如何形成的。首先，模拟输入D 类采用前置放大器获得输入音频信号，并确保差动信号。随后，积分器级 （integrator stage） 可低通过滤音频信号以实现抗失真与稳定性。音频信号而后与三角波相比较，以创建脉宽调制 （PWM）信号。门驱动电路系统采用 PWM 驱动输出FET，其将在输出端创建高电流PWM信号。
图1：TPA3001D1结构图。
图2显示了典型的PWM信号是如何从图1中的比较器功能块形成的。可将音频输入与250-kHz的三角波相比较。当音频输入电压大于250-kHz三角波电压时，非反相比较器输出状态为高，而当250-kHz三角波大于音频信号时，非反相比较器输出状态为低。非反相比较器输出为高时，反相比较器输出为低；而当非反相比较器输出为低时，反相比较器输出为高。平均 PWM非反相输出电压VOUT+（avg） 为忙闲度乘以电源电压，此外D表示忙闲度，或“开启”时间t（on） 除以总周期 T。
VOUT+（avg） = D * Vcc （1）
D = t（on） / T （2）
反相输出的忙闲度VOUT- 与VOUT+为1。如输入只有一半，则VOUT- 与VOUT+1的忙闲度为0.5。
VOUT-（avg） = （1-D） * Vcc （3）
图2：比较器的输入与典型D 类放大器的PWM输出
TPA3001D1与TPA3002D2均采用 TPA2005D1中无过滤器的调制方案。利用这种调制方案，正输出VOUT+ 与典型D 类PWM 相同，但负输出VOUT- 并不完全与 VOUT+ 相反。在这种情况下，就有两个比较器，并且正积分器输出与三角波相比较可创建 VOUT+ 的 PWM，而积分器的负输出则与三角波相比较则可创建VOUT- 的 PWM。图3显示了用于无过滤器调制方案的比较器输入与PWM输出，这里我们假定音频信号为dc电压，因为音频信号的频率比250 kHz的三角波低很多。图3还显示了差动输出电压。
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p; 图3：TPA3001D1 与 TPA3002D2 输入输出与PWM
图4显示了带有20 kHz 音频输入信号的TPA3001D1 PWM输出。请注意忙闲度是怎样随输入电压增加而增加的。
图4：显示输入信号、输出前过滤器以及输出后过滤器的（正弦波与PWM）作用域图示
PWM波形中的音频信号在频域中要容易发现得多。PWM信号由输入频率、开关频率以及开关频率加边频带的谐波构成。图5显示了振幅对输入的频率、PWM输出以及经过滤的输出。图5还显示了音频信号如何从PWM中通过低通过滤提取出来。已过滤的输出具备1 kHz正弦波频率组件，任何作为失真出现于音频带中的1 kHz谐波，以及任何从开关频率中遗留的纹波电压。扬声器不能复制开关频率及其谐波，即便扬声器可以复制，耳朵也听不到。如果将经过滤与未过滤的PWM信号都直接发送给扬声器的话，听者不会发现图5中二者间的差别。
图5：显示输入信号、输出前过滤器以及输出后过滤器的幅度与频率相位
D 类放大器的效率如何？如何计算效率？
线性放大器可为所需的输出电压提供定量的电流。在桥接式负载 （BTL） AB 类放大器中，电源电流与输出电流相等。D类放大器是一套采样系统，可在给定周期向负载提供定量功率。D 类放大器输出脉宽调制 （PWM） 信号，并使用去藕电容器与输出过滤电感器 （filter inductor） 或扬声器电感（对于无过滤器调制而言）作为能量存储元素，从而能从电源向负载提供定量的功率。PWM信号在电源轨之间进行输出电压切换，从而在输出晶体管上实现极低的压降。与此相对，AB 类输出 FET 将大多数时间花在电源轨的活动区域，从而导致大量的功耗并进而使效率低下。
理想的D 类放大器效率为100%，因为其目的是从电源向负载提供相同量的功率。D 类放大器理想的MOSFET应为，在“开启”rDS（on） 状态的漏极到源极电阻应为零，在“关闭”-rDS（off）状态的漏极到源极电阻应为无限大。不幸的是，所有的MOSFET其rDS（on） 状态下都不为零，而rDS（off） 状态下电阻都是有限的。rDS（on） 与 rDS（off） 产生的功率损耗称作传导损耗。由rDS（on）、rDS（off） 与输出负载或扬声器 RL形成分压器。rDS（off） 的值足够大，因此在计算效率时可忽略。
方程式5给出了计算效率的方程式，即输出功率与供应功率之比。过滤电感器或扬声器电感（对于无过滤器调制而言）能保持高频率切换电流较低，这样此处获得的电流就是音频带中的电流。在下面部分讨论静电损耗时，我们将考虑到切换电流损耗。通过rDS（on） 的电流等于通过负载的电流，这导致输出功率与方程式5不相符，也就使传导损耗影响的效率与输出功率无关。方程式7显示了传导损耗影响的效率。
Efficiency = POUT / PSUP （5）
Efficiency （CONDUCTION） = iL^2 * RL / iL^2 * （2rDS（on） + RL） （6）
Efficiency （CONDUCTION） = RL / （2rDS（on） + RL） （7）
方程式7可用作计算rDS（on） 对效率影响的第一位近似值。对rDS（on） 为0.1 ohm而负载电阻RL为4 ohm
而言，效率为95%。如果rDS（on）上升为0.3 ohm，则效率降至87%。
放大器的偏置电流、闸电荷 （gate charge） 以及切换电流都会消耗功率。为了计算两种或更多损耗影响下的效率，方程式5中的PSUP应就输出功率与消耗功率进行分解。
Efficiency = POUT / PSUP = POUT / （POUT + PD1 + PD2 + PD3 。..） （9）
放大器的偏流、闸电荷以及切换电流损耗可视作独立于输出功率，因为传导损耗在输出功率最大时占主导地位，可算入静电损耗 PQ。静电损耗计算方法如下：器件工作状态下无输入信号时（带有生产中将使用的过滤器与负载）的电源电流乘以电源电压。
PQ = IDD（q） * VCC （10）
为了使用效率方程式 （9），传导损耗中的功耗必须从方程式7中得出。解方程式7与9得出传导损耗中消耗的功率 PD（CONDUCTION）。方程式12显示了结果。
Efficiency （CONDUCTION） = RL / （2rDS（on） + RL） = POUT / （POUT + PD（CONDUCTION）） （11）
PD （CONDUCTION） = POUT * 2rDS（on） / RL （12）
将方程式10与12中的消耗损耗插入方程式9，计算D 类效率如下：
Efficiency = POUT / POUT + （POUT * 2rDS（on） / RL） + PQ （13）
静电损耗在低输出功率电平上占主导地位，而传导损耗在高功率电平上占主导地位。
D 类放大器比AB 类放大器的效率高得多。更高功率意味着消耗的功率更低，这使我们采用12V的D 类放大器时不必使用散热片，而与之相当的AB 类放大器则离不开散热片。在输出功率为10W的情况下，TPA3002D2为4 ohm时消耗功率仅为3.7 W，而与其相当的AB 类放大器的功耗则高达14 W！
为什么某些D 类放大器要求过滤器，而其它的则不然？
无过滤器调制方案的开发大大减少乃至去除了输出过滤器的需求。无过滤器调制方案可最小化开关电流，这使我们可采用损耗很大的电感器甚至扬声器来代替LC过滤器作为存储元素，并仍然可确保放大器的高效率。
传统的D 类调制方案就其差动输出而言，每个输出都有180度的相位差，并从接地到电源电压VCC发生改变。因此，差动预过滤 （pre-filtered） 输出在正负VCC之间变化，而已过滤的50% 忙闲度在负载中电压为零。请注意，尽管整个负载平均电压为零（50% 的忙闲度），输出电流峰值仍很高，这会导致过滤器损耗，并增加了电源电流。传统的调制方案需要LC过滤器，这样较高的切换电流可在LC过滤器中再循环，而不会被扬声器消耗掉。
在无过滤器调制方案中，各输出均从接地转换至电源电压。但是，VOUT+ 与VOUT- 现在是彼此同相的，没有输入。正电压情况下，VOUT+ 的忙闲度大于50%，而VOUT-的则小于50%。负电压情况下，VOUT+ 的忙闲度小于50%，而VOUT- 的大于50%。整个负载的电压在大多数切换周期中为零，从而大大减小了过滤器和/或扬声器中的I2R损耗。较低的切换损耗使扬声器可作为存储元件，同时仍能保证放大器的高效性。
尽管开关频率组件没有过滤出，但扬声器在开关频率上具备高阻抗，因此扬声器损耗的功率极小。扬声器还不能复制开关频率，即便扬声器可以，人耳也听不到高于约20 kHz的频率。
如果从放大器到扬声器的线迹较短，类似TPA2005D1的5V无过滤器D 类音频放大器在无输出过滤器时也能使用。TPA2005D1在扬声器线长为10厘米或更短无屏蔽时即通过了FCC与CE辐射测试。无线手持终端与PDA对于无过滤器的D 类而言均是极好的应用。类似TPA3001D1和TPA3002D2的更高电压无过滤器D 类放大器要求在所有应用中均采用铁氧体磁珠过滤
器 （ferrite bead filter）。
如果设计不采用LC过滤器应不能通过幅射标准且频率敏感电路大于1 MHz的话，那么常可采用铁氧体磁珠过滤器。对必须通过FCC和CE标准的电路而言，这是一个很好的选择，因为上述两项标准仅测试大于30 MHz 的幅射，而铁氧体磁珠过滤器在削弱大于30MHz 的频率方面比LC过滤器的表现要好。如果选择铁氧体磁珠过滤器，那么应选择高频率下阻抗高的、且低频率下阻抗低的。
如果存在低频率 （＜ 1 MHz）EMI 敏感电路和/或从放大器至扬声器的引线较长，则须采用LC输出过滤器。
结论
通过将输入音频波形与三角波相对比，D 类音频放大器创建了脉宽调制PWM信号。D 类放大器通过感应元件输出PWM，传统D 类采用过滤电感器，而无过滤器D 类则采用扬声器音圈。D 类放大器比AB 类放大器效率更高，因为D 类放大器从电源获得所要求的输出功率，而非从电源获得所要求的电流，也不会在输出晶体管消耗剩余的功率。立体声AB 类放大器在从12V电源、4 ohm负载输出10W功率时消耗功率达14W，而TPA3002D2在相同条件下消耗功率仅为3.7 W。TPA3001D1与TPA3002D2采用的调制方案使其可采用铁氧体磁珠过滤器，而不必采用完全的LC过滤器。
D 类采用脉宽调制 （PWM） 信号取代AB 类放大器通常采用的线性信号。PWM 信号包括音频信号以及PWM开关频率与谐波。D 类音频放大器比AB 类放大器效率高得多，因为输出MOSFET 可从极高阻抗转变为极低阻抗，从而在作用区操作只有几纳秒。利用上述技术，输出级上损失的功率极低。此外，LC 过滤器或扬声器的感应元件在各周期还能存储能量，并可确保切换功率不会在扬声器中损失。
引言
尽管D 类放大器推出已经有一段时间了，但许多人仍不理解D 类放大器工作的基本原理，也不明白其为什么会提供更高效率。本文将解释脉宽调制 （PWM） 信号是如何创建的，以及说明您听到的是音频频率而非PWM波形的开关频率。本文将详细说明输出PWM波形为什么比输出线性波形效率高很多，还将说明为什么某些D类放大器要求LC过滤器，而某些则不需要。
B＞ D 类输出信号 （PWM） 如何包含音频信号？
TPA3001D1结构图（见图1）有助于解释PWM信号是如何形成的。首先，模拟输入D 类采用前置放大器获得输入音频信号，并确保差动信号。随后，积分器级 （integrator stage） 可低通过滤音频信号以实现抗失真与稳定性。音频信号而后与三角波相比较，以创建脉宽调制 （PWM）信号。门驱动电路系统采用 PWM 驱动输出FET，其将在输出端创建高电流PWM信号。
图1：TPA3001D1结构图。
图2显示了典型的PWM信号是如何从图1中的比较器功能块形成的。可将音频输入与250-kHz的三角波相比较。当音频输入电压大于250-kHz三角波电压时，非反相比较器输出状态为高，而当250-kHz三角波大于音频信号时，非反相比较器输出状态为低。非反相比较器输出为高时，反相比较器输出为低；而当非反相比较器输出为低时，反相比较器输出为高。平均 PWM非反相输出电压VOUT+（avg） 为忙闲度乘以电源电压，此外D表示忙闲度，或“开启”时间t（on） 除以总周期 T。
VOUT+（avg） = D * Vcc （1）
D = t（on） / T （2）
反相输出的忙闲度VOUT- 与VOUT+为1。如输入只有一半，则VOUT- 与VOUT+1的忙闲度为0.5。
VOUT-（avg） = （1-D） * Vcc （3）
图2：比较器的输入与典型D 类放大器的PWM输出
TPA3001D1与TPA3002D2均采用 TPA2005D1中无过滤器的调制方案。利用这种调制方案，正输出VOUT+ 与典型D 类PWM 相同，但负输出VOUT- 并不完全与 VOUT+ 相反。在这种情况下，就有两个比较器，并且正积分器输出与三角波相比较可创建 VOUT+ 的 PWM，而积分器的负输出则与三角波相比较则可创建VOUT- 的 PWM。图3显示了用于无过滤器调制方案的比较器输入与PWM输出，这里我们假定音频信号为dc电压，因为音频信号的频率比250 kHz的三角波低很多。图3还显示了差动输出电压。
&nbs
p; 图3：TPA3001D1 与 TPA3002D2 输入输出与PWM
图4显示了带有20 kHz 音频输入信号的TPA3001D1 PWM输出。请注意忙闲度是怎样随输入电压增加而增加的。
图4：显示输入信号、输出前过滤器以及输出后过滤器的（正弦波与PWM）作用域图示
PWM波形中的音频信号在频域中要容易发现得多。PWM信号由输入频率、开关频率以及开关频率加边频带的谐波构成。图5显示了振幅对输入的频率、PWM输出以及经过滤的输出。图5还显示了音频信号如何从PWM中通过低通过滤提取出来。已过滤的输出具备1 kHz正弦波频率组件，任何作为失真出现于音频带中的1 kHz谐波，以及任何从开关频率中遗留的纹波电压。扬声器不能复制开关频率及其谐波，即便扬声器可以复制，耳朵也听不到。如果将经过滤与未过滤的PWM信号都直接发送给扬声器的话，听者不会发现图5中二者间的差别。
图5：显示输入信号、输出前过滤器以及输出后过滤器的幅度与频率相位
D 类放大器的效率如何？如何计算效率？
线性放大器可为所需的输出电压提供定量的电流。在桥接式负载 （BTL） AB 类放大器中，电源电流与输出电流相等。D类放大器是一套采样系统，可在给定周期向负载提供定量功率。D 类放大器输出脉宽调制 （PWM） 信号，并使用去藕电容器与输出过滤电感器 （filter inductor） 或扬声器电感（对于无过滤器调制而言）作为能量存储元素，从而能从电源向负载提供定量的功率。PWM信号在电源轨之间进行输出电压切换，从而在输出晶体管上实现极低的压降。与此相对，AB 类输出 FET 将大多数时间花在电源轨的活动区域，从而导致大量的功耗并进而使效率低下。
理想的D 类放大器效率为100%，因为其目的是从电源向负载提供相同量的功率。D 类放大器理想的MOSFET应为，在“开启”rDS（on） 状态的漏极到源极电阻应为零，在“关闭”-rDS（off）状态的漏极到源极电阻应为无限大。不幸的是，所有的MOSFET其rDS（on） 状态下都不为零，而rDS（off） 状态下电阻都是有限的。rDS（on） 与 rDS（off） 产生的功率损耗称作传导损耗。由rDS（on）、rDS（off） 与输出负载或扬声器 RL形成分压器。rDS（off） 的值足够大，因此在计算效率时可忽略。
方程式5给出了计算效率的方程式，即输出功率与供应功率之比。过滤电感器或扬声器电感（对于无过滤器调制而言）能保持高频率切换电流较低，这样此处获得的电流就是音频带中的电流。在下面部分讨论静电损耗时，我们将考虑到切换电流损耗。通过rDS（on） 的电流等于通过负载的电流，这导致输出功率与方程式5不相符，也就使传导损耗影响的效率与输出功率无关。方程式7显示了传导损耗影响的效率。
Efficiency = POUT / PSUP （5）
Efficiency （CONDUCTION） = iL^2 * RL / iL^2 * （2rDS（on） + RL） （6）
Efficiency （CONDUCTION） = RL / （2rDS（on） + RL） （7）
方程式7可用作计算rDS（on） 对效率影响的第一位近似值。对rDS（on） 为0.1 ohm而负载电阻RL为4 ohm
而言，效率为95%。如果rDS（on）上升为0.3 ohm，则效率降至87%。
放大器的偏置电流、闸电荷 （gate charge） 以及切换电流都会消耗功率。为了计算两种或更多损耗影响下的效率，方程式5中的PSUP应就输出功率与消耗功率进行分解。
Efficiency = POUT / PSUP = POUT / （POUT + PD1 + PD2 + PD3 。..） （9）
放大器的偏流、闸电荷以及切换电流损耗可视作独立于输出功率，因为传导损耗在输出功率最大时占主导地位，可算入静电损耗 PQ。静电损耗计算方法如下：器件工作状态下无输入信号时（带有生产中将使用的过滤器与负载）的电源电流乘以电源电压。
PQ = IDD（q） * VCC （10）
为了使用效率方程式 （9），传导损耗中的功耗必须从方程式7中得出。解方程式7与9得出传导损耗中消耗的功率 PD（CONDUCTION）。方程式12显示了结果。
Efficiency （CONDUCTION） = RL / （2rDS（on） + RL） = POUT / （POUT + PD（CONDUCTION）） （11）
PD （CONDUCTION） = POUT * 2rDS（on） / RL （12）
将方程式10与12中的消耗损耗插入方程式9，计算D 类效率如下：
Efficiency = POUT / POUT + （POUT * 2rDS（on） / RL） + PQ （13）
静电损耗在低输出功率电平上占主导地位，而传导损耗在高功率电平上占主导地位。
D 类放大器比AB 类放大器的效率高得多。更高功率意味着消耗的功率更低，这使我们采用12V的D 类放大器时不必使用散热片，而与之相当的AB 类放大器则离不开散热片。在输出功率为10W的情况下，TPA3002D2为4 ohm时消耗功率仅为3.7 W，而与其相当的AB 类放大器的功耗则高达14 W！
为什么某些D 类放大器要求过滤器，而其它的则不然？
无过滤器调制方案的开发大大减少乃至去除了输出过滤器的需求。无过滤器调制方案可最小化开关电流，这使我们可采用损耗很大的电感器甚至扬声器来代替LC过滤器作为存储元素，并仍然可确保放大器的高效率。
传统的D 类调制方案就其差动输出而言，每个输出都有180度的相位差，并从接地到电源电压VCC发生改变。因此，差动预过滤 （pre-filtered） 输出在正负VCC之间变化，而已过滤的50% 忙闲度在负载中电压为零。请注意，尽管整个负载平均电压为零（50% 的忙闲度），输出电流峰值仍很高，这会导致过滤器损耗，并增加了电源电流。传统的调制方案需要LC过滤器，这样较高的切换电流可在LC过滤器中再循环，而不会被扬声器消耗掉。
在无过滤器调制方案中，各输出均从接地转换至电源电压。但是，VOUT+ 与VOUT- 现在是彼此同相的，没有输入。正电压情况下，VOUT+ 的忙闲度大于50%，而VOUT-的则小于50%。负电压情况下，VOUT+ 的忙闲度小于50%，而VOUT- 的大于50%。整个负载的电压在大多数切换周期中为零，从而大大减小了过滤器和/或扬声器中的I2R损耗。较低的切换损耗使扬声器可作为存储元件，同时仍能保证放大器的高效性。
尽管开关频率组件没有过滤出，但扬声器在开关频率上具备高阻抗，因此扬声器损耗的功率极小。扬声器还不能复制开关频率，即便扬声器可以，人耳也听不到高于约20 kHz的频率。
如果从放大器到扬声器的线迹较短，类似TPA2005D1的5V无过滤器D 类音频放大器在无输出过滤器时也能使用。TPA2005D1在扬声器线长为10厘米或更短无屏蔽时即通过了FCC与CE辐射测试。无线手持终端与PDA对于无过滤器的D 类而言均是极好的应用。类似TPA3001D1和TPA3002D2的更高电压无过滤器D 类放大器要求在所有应用中均采用铁氧体磁珠过滤
器 （ferrite bead filter）。
如果设计不采用LC过滤器应不能通过幅射标准且频率敏感电路大于1 MHz的话，那么常可采用铁氧体磁珠过滤器。对必须通过FCC和CE标准的电路而言，这是一个很好的选择，因为上述两项标准仅测试大于30 MHz 的幅射，而铁氧体磁珠过滤器在削弱大于30MHz 的频率方面比LC过滤器的表现要好。如果选择铁氧体磁珠过滤器，那么应选择高频率下阻抗高的、且低频率下阻抗低的。
如果存在低频率 （＜ 1 MHz）EMI 敏感电路和/或从放大器至扬声器的引线较长，则须采用LC输出过滤器。
结论
通过将输入音频波形与三角波相对比，D 类音频放大器创建了脉宽调制PWM信号。D 类放大器通过感应元件输出PWM，传统D 类采用过滤电感器，而无过滤器D 类则采用扬声器音圈。D 类放大器比AB 类放大器效率更高，因为D 类放大器从电源获得所要求的输出功率，而非从电源获得所要求的电流，也不会在输出晶体管消耗剩余的功率。立体声AB 类放大器在从12V电源、4 ohm负载输出10W功率时消耗功率达14W，而TPA3002D2在相同条件下消耗功率仅为3.7 W。TPA3001D1与TPA3002D2采用的调制方案使其可采用铁氧体磁珠过滤器，而不必采用完全的LC过滤器。
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