连接/参考器件
ADRF6510 30MHz双通道可编程滤波器和可变增益放大器
ADRF6801 750MHz至1150MHz正交解调器，集成小数N分频PLL和VCO
AD9248 14位、65MSPS双通道ADC
评估和设计支持
电路评估板
ADRF6510评估板（ADRF6510-EVALZ）
ADRF6801评估板（ADRF6801-EVALZ）
AD9248评估板（AD9248BCP-65EBZ）
AD8130评估板（AD8130-EBZ），需要两个
数据采集板（HSC-ADC-EVALB-DCZ）
设计和集成文件
原理图、布局文件、物料清单
电路功能与优势
本电路是灵活的频率捷变直接变频中频至基带接收机，其5dB固定转换增益可降低级联噪声系数。可变基带增益用来调节信号电平。基带ADC驱动器还包括可编程低通滤波器，可消除通道外阻塞和噪声。
此滤波器的带宽可随着输入信号带宽变化而动态地调节。这样可以确保由本电路驱动的ADC的可用动态范围得到充分使用。
本电路的核心部分是一个集成式IQ解调器，由小数N分频PLL和VCO组成。由于仅有一个（可变）参考频率，PLL/VCO可提供范围为750MHz至1150MHz的本振（LO）信号。精确的正交平衡和低输出直流失调确保了对误差矢量幅度（EVM）的影响极小。
本电路内所有元件间的接口均采用全差分式。如果不同级间需要直流耦合，相邻级的偏置电平彼此兼容。
图1.直接变频接收机原理示意图（未显示所有连接和去耦）
电路描述
接收机架构
本电路笔记中描述了接收机的直接变频（也称为零差或零中频）架构。与可以执行多次频率转换的超外差式接收机相比，直接变频无线电只能执行一次频率转换。一次频率转换的优势如下：
● 降低接收机复杂性，减少所需级数；提高性能和降低功耗
● 避免镜像抑制问题和不需要的混频产物；只需要基带上的一个LPF
● 高灵敏度（相邻通道抑制比［ACRR］）
图1显示了该系统的基本原理示意图，包括由小数N分频PLL和VCO组成的集成式正交解调器，后接具有可变基带增益的可编程低通滤波器。信号链的最后一部分是一个抗混叠滤波器和一个双通道ADC。
理想情况下，第一级的输入和最后级的输出应设置系统的动态范围（信噪比）。实际上，情况可能并非如此。
IQ解调器、小数N分频PLL和VCO
输入信号施加至ADRF6801正交解调器，该解调器将频率转换为零中频。ADRF6801片内集成频率合成器，提供所需的LO信号。该频率合成器由小数N分频PLL和VCO组成，在标准闭环模式下可提供750MHz至1150MHz的LO频率范围。
ADRF6801使用两个双平衡混频器，一个用于I通道，一个用于Q通道。提供给混频器的LO使用2分频正交分相器生成。这为I和Q通道分别提供了0°和90°信号。ADRF6801在RF输入至基带I和Q输出之间提供约5dB的转换增益。
低通滤波器、基带可变增益放大器（VGA）和ADC驱动器
低通滤波器、基带增益和ADC驱动功能全部使用ADRF6510来实现。施加于ADRF6510的信号现在具有独立的I和Q路径，信号首先通过前置放大器放大，然后进行低通滤波，以抑制任何不需要的带外信号和/或噪声，最后通过VGA放大。
ADRF6510的每个通道可分为三个级：
● 前置放大器
● 可编程低通滤波器
● VGA和输出驱动器
通过GNSW引脚，前置放大器具有6dB或12dB的用户可选增益。低通滤波器可通过SPI端口设置为1MHz至30MHz的转折频率，步进为1MHz。VGA具有50dB增益范围，增益斜率为30mV/dB。VGA增益通过GAIN引脚控制，GNSW引脚被拉低时范围可为-5dB至+45dB，GNSW引脚被拉高时范围可为+1dB至+51dB。输出驱动器能够将1.5Vp-p差分电压驱动至1kΩ负载内，同时保持高于60dBc的HD2和HD3。
可施加于低通滤波器同时仍在ADRF6510内保持可接受的HD电平的最大连续波（CW）信号为2Vp-p，此时增益最小（GNSW=0V，GAIN=0V）。
ADRF6510发出的IQ信号可施加于模数转换器（ADC），例如AD9248，但必须首先在两级之间部署无源低通滤波。
抗混叠滤波器
通过抗混叠滤波器的I和Q信号有助于：
● 减少带外噪声
● 减少ADRF6510的输出噪声（特别是在较高的增益下）
● 减少来自ADC的电荷反冲
● 有助于减少带外阻塞（虽然它们应当由ADRF6510的滤波功能加以消减）
抗混叠滤波器是一个低通滤波器，设计为具有约30MHz至120MHz的转折频率范围。如果已知信号的频谱成分低于30MHz，那么可以选择较低的转折频率。
总共在系统中测试了5个抗混叠滤波器。前3个测试的抗混叠滤波器为差分RC型，如图2所示。滤波器1的R=33Ω，C=18pF。这使得低通转折频率为大约134MHz。
图2.抗混叠滤波器（滤波器1、2和3）
滤波器2的R=33Ω，C=39pF，因此低通转折频率为62MHz。最后，滤波器3的R=33Ω，C=68pF，因此转折频率为35.5MHz。图3中的滤波器4是一款LC滤波器，转折频率为33MHz；图4中的滤波器5是一款RLC滤波器，转折频率也是33MHz。
图3.抗混叠滤波器4
图4.抗混叠滤波器5
ADC
来自抗混叠滤波器的信号施加于ADC。AD9248是一款双通道、14位、65MSPS 3V ADC，集成高性能采样-保持放大器和基准电压源。
测量结果：ADRF6510和ADRF6510/ADRF6801组合的EVM
4QAM、5MSPS调制信号施加于ADRF6801正交解调器的输入端，并测量误差矢量幅度（EVM）。使用两块AD8130-EBZ评估板将ADRF6801和ADRF6510的差分输出信号转换为单端信号。有关测试设置的更多信息，请参见“电路评估和测试”部分。
EVM衡量数字发射机或接收机的性能质量，反映幅度和相位误差所导致的实际星座点与理想位置的偏差，如图5所示。
图5.EVM图
图6显示EVM与ADRF6801输入功率的关系，仅使用ADRF6801和ADRF6801，后接ADRF6510。对于ADRF6801和ADRF6510曲线，扫描为保持1.5Vp-p输出电压作为ADRF6801输入功率所需的ADRF6510增益变化。施加于ADRF6510的前置放大器增益设为6dB。
图6.EVM与ADRF6801和ADRF6801/ADRF6510组合输入功率的关系
单独测试ADRF6801时，需注意，对于高输入信号电平，EVM在达到大约+5dBm输入功率之前都不会下降。但当ADRF6801驱动ADRF6510时，EVM将在约0dBm输入功率时开始下降。这是因为当前置放大器增益设为6dB且模拟增益为最小值时，ADRF6510上的低通滤波器只能处理2Vp-p，即ADRF6510输入引脚为1Vp-p。超出此信号电平会导致失真，使EVM下降。
对于低输入信号电平而言，SNR变得更低，并且EVM的测量结果开始下降。单独测试ADRF6801时，EVM将在大约-25dBm时开始下降。但是，当ADRF6801驱动ADRF6510时，EVM直到-40dBm才开始下降。在较低的信号水平下测量两个器件时，EVM会有所下降，这主要是由ADRF6510产生的噪声导致的。但是，浴盆图的噪底更为平坦且一致，并且由于基带可变增益，分辨较小信号的能力比ADRF6801驱动ADRF6510时要强很多。
有关ADRF6510和ADRF6801更详细的EVM测量可参考各自的数据手册。
测量结果：包含ADC的完整信号链
图7至图16中的信号链包括ADRF6801、ADRF6510和AD9248。全部三个器件相互之间均为直流耦合。ADRF6801和ADRF6510之间的共模电压为2.6V。ADRF6510和AD9248之间的共模电压为2.0V。ADC满量程电压为2V。对ADRF6801的输入功率进行扫描，同时改变ADRF6510的增益，以便将ADC输入设为-3dBFS的适当信号电平。使用ADC和Visual Analog软件测量SNR、SFDR、THD、HD2和HD3。使用Agilent 8665B低相位噪声信号发生器，将采样速率设为65MSPS。使用两种不同的ADRF6510滤波器带宽：5MHz和30MHz。此外，将ADRF6510的前置放大器增益从6dB改为12dB。输入ADRF6801的RF信号为895MHz，LO信号设为900MHz，从而产生5MHz中频信号音。使用100MHz作为参考。对参考信号进行4分频，产生25MHz PFD频率。采用型号为119-3651-00的Wenzel晶振产生100MHz信号。
本电路笔记收集的数据显示AD9248 ADC的SNR（71.6dB）和SFDR（80.5dBc）性能超过了ADRF6801和ADRF6510组合的性能。系统的总SNR和SFDR主要受限于ADRF6510的输出噪声，增益为20dB时其额定值为-130dBV/√Hz，滤波器带宽为30MHz，在中间频带测量。（有关ADRF6510噪声与增益和带宽设置的更多信息，请参考ADRF6510数据手册）。
ADRF6510滤波器在高输入功率水平时表现出压缩特性（本例中为低增益），增加了谐波失真。基本上，在低输入功率水平下，ADC测量ADRF6510的输出噪底，并且HD2和HD3信号音低于此噪底。由于在较低的输入功率下具有较高的增益，ADRF6510的输出噪底有所增加。
图7和图8显示整个信号链（包括ADC）的SNR。在低功率水平下，SNR几乎逐dB下降。ADRF6510的增益为最大值，并且无法继续在较低的输入功率水平下提供-3dBFS。信号幅度下降，而噪声相对保持恒定；因此，SNR下降。当信号和增益足以达到-3dBFS时，SNR达到恒定水平。使用抗混叠滤波器3可获得最佳SNR，虽然分散在所有滤波器之间的只有大约1dB，但抗混叠滤波器1除外，相比其余滤波器，该滤波器使SNR变差。
当ADRF6510滤波器设为30MHz时，在最高的输入功率下SNR大幅下降，如图8所示。这是因为ADRF6510滤波器的压缩导致HD2和HD3突然下降，而整个噪底急剧增加。
图7.5个抗混叠滤波器的系统SNR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）
图8.5个抗混叠滤波器的系统SNR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB）
图9和图10显示使用不同抗混叠滤波器时，整个系统的SFDR。滤波器4和滤波器5表现很差，在大部分输入功率范围内的SFDR为40dB。这是因为HD3信号音限制了SFDR。对于其他抗混叠滤波器，在大部分范围内SFDR都超过了60dB。由于主信号音并非-3dBFS，输入功率较低时SFDR略微下降。
在较高的输入功率水平下，SFDR受限于ADRF6510滤波器压缩产生的谐波。
图9.5个抗混叠滤波器的系统SFDR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）
图10.5个抗混叠滤波器的系统SFDR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB）
图11、图12、图13和图14显示系统的HD2和HD3。抗混叠滤波器4和5再次表现出了较差的性能，HD2性能约为-55dBc，而HD3仅为-40dBc。滤波器1、2和3的表现要好得多，HD2和HD3优于-70dBc。
在输入功率范围内的低端，HD2和HD3分量比噪底还小，实际记录下来的是噪声。ADRF6510的增益降至足够低以后，输出噪声下降，显示出HD信号音，从而可进行适当测量。
在输入功率范围内的高端，HD2和HD3大幅下降。这是ADRF6510滤波器的压缩导致的。
图11.5个抗混叠滤波器的系统HD2（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）
图12.5个抗混叠滤波器的系统HD2（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB）
图13.5个抗混叠滤波器的系统HD3（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）
图14.5个抗混叠滤波器的系统HD3（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB）
功能框图
图17显示了用于测试接收链的测试设置功能框图。注意，信号路径从ADRF6801的输出端至AD9248的输入端，是完全差分的。
设置与测试
接收机测试设置的第一步是开启所有测试设备。测试设备预热时，电路板必须正确配置以便在信号链内正常使用。
在ADRF6801板上，旁路输出巴伦，以便在ADRF6801和ADRF6510之间获得完全差分的直流耦合信号路径。
在ADRF6510板上，执行下列操作：
● 旁路输入和输出巴伦
● 用1μF电容取代普通COFS电容
在AD9248板上，移除巴伦，并将半刚性电缆按照巴伦尺寸进行焊接。这样可在ADRF6510和AD9248之间提供差分直流耦合连接。标准AD9248评估板提供单端交流耦合连接（通过巴伦）或单端直流耦合连接（通过板载AD8138放大器）。用户可使用单端设置，同时依然执行前文所述之全部测量（共模测量除外）。满量程电压设为2V。在AD9248评估板上构建抗混叠滤波器。有多个表贴器件焊盘可用来构建抗混叠滤波器。
收集评估板，并将所有信号路径连在一起，如图17所示。将所有电路板连接至+5V，然后插入AD9248板和数据采集板，并连接提供的电源。请确保电源电流与期望值一致。
如图17所示完成下列连接：
将矢量信号发生器的单端、50Ω输出连接到ADRF6801评估板的RFIN。
将USB电缆从PC连接到示波器。
将ADRF6801的REFIN端口连接到低相位噪声源；此时Wenzel振荡器频率为100MHz。
在Agilent E4438C矢量信号发生器上，执行下列操作：
将RF载波频率设置为895MHz。
将幅度设置为-30dBm。
接通RF端口。
在PC上启动Visual Analog软件。在软件中执行下列操作：
查找AD9248，打开FFT平均画布。
设置均值为20，然后设置“移动平均”。
运行软件，开始采集ADC数据。
从-50dBm扫描至+4dBm，以便在此测试设置下测试接收机。ADRF6510上的增益始终设置为实现-3dBFS的ADC输入端信号电平，即1.0Vp-p差分信号。某些情况下，对于极小的信号电平，ADRF6510无足够的增益来达到1.0Vp-p差分电平。
将ADRF6801或ADRF6510的I和Q差分输出信号与执行差分至单端信号转换的两块AD8130评估板（AD8130-EBZ）输入端相连，即可测量EVM。然后，将单端I和Q信号连接至Agilent DSO90604A示波器，并将示波器连接到运行Agilent 89600 VSA软件的Windows PC。
图17.测试直接变频接收机的功能框图
连接/参考器件
ADRF6510 30MHz双通道可编程滤波器和可变增益放大器
ADRF6801 750MHz至1150MHz正交解调器，集成小数N分频PLL和VCO
AD9248 14位、65MSPS双通道ADC
评估和设计支持
电路评估板
ADRF6510评估板（ADRF6510-EVALZ）
ADRF6801评估板（ADRF6801-EVALZ）
AD9248评估板（AD9248BCP-65EBZ）
AD8130评估板（AD8130-EBZ），需要两个
数据采集板（HSC-ADC-EVALB-DCZ）
设计和集成文件
原理图、布局文件、物料清单
电路功能与优势
本电路是灵活的频率捷变直接变频中频至基带接收机，其5dB固定转换增益可降低级联噪声系数。可变基带增益用来调节信号电平。基带ADC驱动器还包括可编程低通滤波器，可消除通道外阻塞和噪声。
此滤波器的带宽可随着输入信号带宽变化而动态地调节。这样可以确保由本电路驱动的ADC的可用动态范围得到充分使用。
本电路的核心部分是一个集成式IQ解调器，由小数N分频PLL和VCO组成。由于仅有一个（可变）参考频率，PLL/VCO可提供范围为750MHz至1150MHz的本振（LO）信号。精确的正交平衡和低输出直流失调确保了对误差矢量幅度（EVM）的影响极小。
本电路内所有元件间的接口均采用全差分式。如果不同级间需要直流耦合，相邻级的偏置电平彼此兼容。
图1.直接变频接收机原理示意图（未显示所有连接和去耦）
电路描述
接收机架构
本电路笔记中描述了接收机的直接变频（也称为零差或零中频）架构。与可以执行多次频率转换的超外差式接收机相比，直接变频无线电只能执行一次频率转换。一次频率转换的优势如下：
● 降低接收机复杂性，减少所需级数；提高性能和降低功耗
● 避免镜像抑制问题和不需要的混频产物；只需要基带上的一个LPF
● 高灵敏度（相邻通道抑制比［ACRR］）
图1显示了该系统的基本原理示意图，包括由小数N分频PLL和VCO组成的集成式正交解调器，后接具有可变基带增益的可编程低通滤波器。信号链的最后一部分是一个抗混叠滤波器和一个双通道ADC。
理想情况下，第一级的输入和最后级的输出应设置系统的动态范围（信噪比）。实际上，情况可能并非如此。
IQ解调器、小数N分频PLL和VCO
输入信号施加至ADRF6801正交解调器，该解调器将频率转换为零中频。ADRF6801片内集成频率合成器，提供所需的LO信号。该频率合成器由小数N分频PLL和VCO组成，在标准闭环模式下可提供750MHz至1150MHz的LO频率范围。
ADRF6801使用两个双平衡混频器，一个用于I通道，一个用于Q通道。提供给混频器的LO使用2分频正交分相器生成。这为I和Q通道分别提供了0°和90°信号。ADRF6801在RF输入至基带I和Q输出之间提供约5dB的转换增益。
低通滤波器、基带可变增益放大器（VGA）和ADC驱动器
低通滤波器、基带增益和ADC驱动功能全部使用ADRF6510来实现。施加于ADRF6510的信号现在具有独立的I和Q路径，信号首先通过前置放大器放大，然后进行低通滤波，以抑制任何不需要的带外信号和/或噪声，最后通过VGA放大。
ADRF6510的每个通道可分为三个级：
● 前置放大器
● 可编程低通滤波器
● VGA和输出驱动器
通过GNSW引脚，前置放大器具有6dB或12dB的用户可选增益。低通滤波器可通过SPI端口设置为1MHz至30MHz的转折频率，步进为1MHz。VGA具有50dB增益范围，增益斜率为30mV/dB。VGA增益通过GAIN引脚控制，GNSW引脚被拉低时范围可为-5dB至+45dB，GNSW引脚被拉高时范围可为+1dB至+51dB。输出驱动器能够将1.5Vp-p差分电压驱动至1kΩ负载内，同时保持高于60dBc的HD2和HD3。
可施加于低通滤波器同时仍在ADRF6510内保持可接受的HD电平的最大连续波（CW）信号为2Vp-p，此时增益最小（GNSW=0V，GAIN=0V）。
ADRF6510发出的IQ信号可施加于模数转换器（ADC），例如AD9248，但必须首先在两级之间部署无源低通滤波。
抗混叠滤波器
通过抗混叠滤波器的I和Q信号有助于：
● 减少带外噪声
● 减少ADRF6510的输出噪声（特别是在较高的增益下）
● 减少来自ADC的电荷反冲
● 有助于减少带外阻塞（虽然它们应当由ADRF6510的滤波功能加以消减）
抗混叠滤波器是一个低通滤波器，设计为具有约30MHz至120MHz的转折频率范围。如果已知信号的频谱成分低于30MHz，那么可以选择较低的转折频率。
总共在系统中测试了5个抗混叠滤波器。前3个测试的抗混叠滤波器为差分RC型，如图2所示。滤波器1的R=33Ω，C=18pF。这使得低通转折频率为大约134MHz。
图2.抗混叠滤波器（滤波器1、2和3）
滤波器2的R=33Ω，C=39pF，因此低通转折频率为62MHz。最后，滤波器3的R=33Ω，C=68pF，因此转折频率为35.5MHz。图3中的滤波器4是一款LC滤波器，转折频率为33MHz；图4中的滤波器5是一款RLC滤波器，转折频率也是33MHz。
图3.抗混叠滤波器4
图4.抗混叠滤波器5
ADC
来自抗混叠滤波器的信号施加于ADC。AD9248是一款双通道、14位、65MSPS 3V ADC，集成高性能采样-保持放大器和基准电压源。
测量结果：ADRF6510和ADRF6510/ADRF6801组合的EVM
4QAM、5MSPS调制信号施加于ADRF6801正交解调器的输入端，并测量误差矢量幅度（EVM）。使用两块AD8130-EBZ评估板将ADRF6801和ADRF6510的差分输出信号转换为单端信号。有关测试设置的更多信息，请参见“电路评估和测试”部分。
EVM衡量数字发射机或接收机的性能质量，反映幅度和相位误差所导致的实际星座点与理想位置的偏差，如图5所示。
图5.EVM图
图6显示EVM与ADRF6801输入功率的关系，仅使用ADRF6801和ADRF6801，后接ADRF6510。对于ADRF6801和ADRF6510曲线，扫描为保持1.5Vp-p输出电压作为ADRF6801输入功率所需的ADRF6510增益变化。施加于ADRF6510的前置放大器增益设为6dB。
图6.EVM与ADRF6801和ADRF6801/ADRF6510组合输入功率的关系
单独测试ADRF6801时，需注意，对于高输入信号电平，EVM在达到大约+5dBm输入功率之前都不会下降。但当ADRF6801驱动ADRF6510时，EVM将在约0dBm输入功率时开始下降。这是因为当前置放大器增益设为6dB且模拟增益为最小值时，ADRF6510上的低通滤波器只能处理2Vp-p，即ADRF6510输入引脚为1Vp-p。超出此信号电平会导致失真，使EVM下降。
对于低输入信号电平而言，SNR变得更低，并且EVM的测量结果开始下降。单独测试ADRF6801时，EVM将在大约-25dBm时开始下降。但是，当ADRF6801驱动ADRF6510时，EVM直到-40dBm才开始下降。在较低的信号水平下测量两个器件时，EVM会有所下降，这主要是由ADRF6510产生的噪声导致的。但是，浴盆图的噪底更为平坦且一致，并且由于基带可变增益，分辨较小信号的能力比ADRF6801驱动ADRF6510时要强很多。
有关ADRF6510和ADRF6801更详细的EVM测量可参考各自的数据手册。
测量结果：包含ADC的完整信号链
图7至图16中的信号链包括ADRF6801、ADRF6510和AD9248。全部三个器件相互之间均为直流耦合。ADRF6801和ADRF6510之间的共模电压为2.6V。ADRF6510和AD9248之间的共模电压为2.0V。ADC满量程电压为2V。对ADRF6801的输入功率进行扫描，同时改变ADRF6510的增益，以便将ADC输入设为-3dBFS的适当信号电平。使用ADC和Visual Analog软件测量SNR、SFDR、THD、HD2和HD3。使用Agilent 8665B低相位噪声信号发生器，将采样速率设为65MSPS。使用两种不同的ADRF6510滤波器带宽：5MHz和30MHz。此外，将ADRF6510的前置放大器增益从6dB改为12dB。输入ADRF6801的RF信号为895MHz，LO信号设为900MHz，从而产生5MHz中频信号音。使用100MHz作为参考。对参考信号进行4分频，产生25MHz PFD频率。采用型号为119-3651-00的Wenzel晶振产生100MHz信号。
本电路笔记收集的数据显示AD9248 ADC的SNR（71.6dB）和SFDR（80.5dBc）性能超过了ADRF6801和ADRF6510组合的性能。系统的总SNR和SFDR主要受限于ADRF6510的输出噪声，增益为20dB时其额定值为-130dBV/√Hz，滤波器带宽为30MHz，在中间频带测量。（有关ADRF6510噪声与增益和带宽设置的更多信息，请参考ADRF6510数据手册）。
ADRF6510滤波器在高输入功率水平时表现出压缩特性（本例中为低增益），增加了谐波失真。基本上，在低输入功率水平下，ADC测量ADRF6510的输出噪底，并且HD2和HD3信号音低于此噪底。由于在较低的输入功率下具有较高的增益，ADRF6510的输出噪底有所增加。
图7和图8显示整个信号链（包括ADC）的SNR。在低功率水平下，SNR几乎逐dB下降。ADRF6510的增益为最大值，并且无法继续在较低的输入功率水平下提供-3dBFS。信号幅度下降，而噪声相对保持恒定；因此，SNR下降。当信号和增益足以达到-3dBFS时，SNR达到恒定水平。使用抗混叠滤波器3可获得最佳SNR，虽然分散在所有滤波器之间的只有大约1dB，但抗混叠滤波器1除外，相比其余滤波器，该滤波器使SNR变差。
当ADRF6510滤波器设为30MHz时，在最高的输入功率下SNR大幅下降，如图8所示。这是因为ADRF6510滤波器的压缩导致HD2和HD3突然下降，而整个噪底急剧增加。
图7.5个抗混叠滤波器的系统SNR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）
图8.5个抗混叠滤波器的系统SNR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB）
图9和图10显示使用不同抗混叠滤波器时，整个系统的SFDR。滤波器4和滤波器5表现很差，在大部分输入功率范围内的SFDR为40dB。这是因为HD3信号音限制了SFDR。对于其他抗混叠滤波器，在大部分范围内SFDR都超过了60dB。由于主信号音并非-3dBFS，输入功率较低时SFDR略微下降。
在较高的输入功率水平下，SFDR受限于ADRF6510滤波器压缩产生的谐波。
图9.5个抗混叠滤波器的系统SFDR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）
图10.5个抗混叠滤波器的系统SFDR（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB）
图11、图12、图13和图14显示系统的HD2和HD3。抗混叠滤波器4和5再次表现出了较差的性能，HD2性能约为-55dBc，而HD3仅为-40dBc。滤波器1、2和3的表现要好得多，HD2和HD3优于-70dBc。
在输入功率范围内的低端，HD2和HD3分量比噪底还小，实际记录下来的是噪声。ADRF6510的增益降至足够低以后，输出噪声下降，显示出HD信号音，从而可进行适当测量。
在输入功率范围内的高端，HD2和HD3大幅下降。这是ADRF6510滤波器的压缩导致的。
图11.5个抗混叠滤波器的系统HD2（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）
图12.5个抗混叠滤波器的系统HD2（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB）
图13.5个抗混叠滤波器的系统HD3（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=低电平，前端增益=6dB）
图14.5个抗混叠滤波器的系统HD3（ADRF6510的滤波器转折频率为30MHz和5MHz，5MHz中频信号音，GNSW=高电平，前端增益=12dB）
功能框图
图17显示了用于测试接收链的测试设置功能框图。注意，信号路径从ADRF6801的输出端至AD9248的输入端，是完全差分的。
设置与测试
接收机测试设置的第一步是开启所有测试设备。测试设备预热时，电路板必须正确配置以便在信号链内正常使用。
在ADRF6801板上，旁路输出巴伦，以便在ADRF6801和ADRF6510之间获得完全差分的直流耦合信号路径。
在ADRF6510板上，执行下列操作：
● 旁路输入和输出巴伦
● 用1μF电容取代普通COFS电容
在AD9248板上，移除巴伦，并将半刚性电缆按照巴伦尺寸进行焊接。这样可在ADRF6510和AD9248之间提供差分直流耦合连接。标准AD9248评估板提供单端交流耦合连接（通过巴伦）或单端直流耦合连接（通过板载AD8138放大器）。用户可使用单端设置，同时依然执行前文所述之全部测量（共模测量除外）。满量程电压设为2V。在AD9248评估板上构建抗混叠滤波器。有多个表贴器件焊盘可用来构建抗混叠滤波器。
收集评估板，并将所有信号路径连在一起，如图17所示。将所有电路板连接至+5V，然后插入AD9248板和数据采集板，并连接提供的电源。请确保电源电流与期望值一致。
如图17所示完成下列连接：
将矢量信号发生器的单端、50Ω输出连接到ADRF6801评估板的RFIN。
将USB电缆从PC连接到示波器。
将ADRF6801的REFIN端口连接到低相位噪声源；此时Wenzel振荡器频率为100MHz。
在Agilent E4438C矢量信号发生器上，执行下列操作：
将RF载波频率设置为895MHz。
将幅度设置为-30dBm。
接通RF端口。
在PC上启动Visual Analog软件。在软件中执行下列操作：
查找AD9248，打开FFT平均画布。
设置均值为20，然后设置“移动平均”。
运行软件，开始采集ADC数据。
从-50dBm扫描至+4dBm，以便在此测试设置下测试接收机。ADRF6510上的增益始终设置为实现-3dBFS的ADC输入端信号电平，即1.0Vp-p差分信号。某些情况下，对于极小的信号电平，ADRF6510无足够的增益来达到1.0Vp-p差分电平。
将ADRF6801或ADRF6510的I和Q差分输出信号与执行差分至单端信号转换的两块AD8130评估板（AD8130-EBZ）输入端相连，即可测量EVM。然后，将单端I和Q信号连接至Agilent DSO90604A示波器，并将示波器连接到运行Agilent 89600 VSA软件的Windows PC。
图17.测试直接变频接收机的功能框图
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