作为包括这些计算的示例，一块双层板可能用20 mil宽（W）、1盎司（T=1.4）的铜走线，并由10 mil （H） FR-4 （--εr= 4.0）的介电材料分离。结果，该微带线的阻抗为50 Ω左右。对于其他标准阻抗（如75Ω的视频标准阻抗），使“W”调整为8.3 mil左右即可。
微带线设计的一些指导原则
本例涉及到一个有趣且微妙的要点。参考文献2讨论了与微带PCB阻抗相关的有用指导原则。若介电常数为4.0 （FR-4），结果显示，当W/H为2/1时，阻抗将接近50Ω-（与第一个示例类似，其中，W = 20 mil）。
仔细的读者会发现，根据等式3预测，Zo应为46Ω-左右，与参考文献2提到的精度（》5%）相吻合。IPC微带线等式在50Ω-与100 -Ω之间最精确，但当阻抗低于或超过该范围时，其精度则大幅下降。
根据等式5，也可以计算微带线的传播延迟。这是微带信号走线的单向通过时间。有趣的是，对于给定的几何模型，延迟常数（单位：ns/ft）仅为介电常数而非走线维度的函数（见参考文献6）。请注意，这可以带来极大的便利。意味着，当给定PCB基板（并给定-εr）时，各种阻抗线路的传播延迟常数是固定不变的。
等式5
该延迟常数也可以ps/in为单位，这样更适用于小型PCB。即：
等式6
因此，举例来说，对于PCB介电常数4.0，不难发现微带线的延迟常数约为1.63 ns/ft，合136 ps/in。这两条额外的准则对于设计PCB走线中信号的时序具有参考意义。
对称带状线PCB传输线路
从多种角度来看，多层PCB是一种更好的PCB设计方法。在这种模式下，信号走线嵌入电源层与接地层之间，如图3中的横截面视图所示。低阻抗交流接地层和嵌入的信号走线形成一条对称带状线传输线路。
从图中可以看出，高频信号走线的电流回路直接位于接地层/电源层上的信号走线的上方和下方。因此，高频信号被完全限制在PCB板内部，结果使放射降至最低，为输入杂散信号提供了天然的屏障。
Figure 3： A Symmetric Stripline Transmission Line With Defined Impedance is Formed by a PCB Trace of Appropriate Geometry Embedded Between Equally Spaced Ground and/or Power Planes
该设计的特性阻抗同样取决于几何图形以及PCB介电质的--εr。该带状传输线路的ZO可表示为：
等式7
作为包括这些计算的示例，一块双层板可能用20 mil宽（W）、1盎司（T=1.4）的铜走线，并由10 mil （H） FR-4 （--εr= 4.0）的介电材料分离。结果，该微带线的阻抗为50 Ω左右。对于其他标准阻抗（如75Ω的视频标准阻抗），使“W”调整为8.3 mil左右即可。
微带线设计的一些指导原则
本例涉及到一个有趣且微妙的要点。参考文献2讨论了与微带PCB阻抗相关的有用指导原则。若介电常数为4.0 （FR-4），结果显示，当W/H为2/1时，阻抗将接近50Ω-（与第一个示例类似，其中，W = 20 mil）。
仔细的读者会发现，根据等式3预测，Zo应为46Ω-左右，与参考文献2提到的精度（》5%）相吻合。IPC微带线等式在50Ω-与100 -Ω之间最精确，但当阻抗低于或超过该范围时，其精度则大幅下降。
根据等式5，也可以计算微带线的传播延迟。这是微带信号走线的单向通过时间。有趣的是，对于给定的几何模型，延迟常数（单位：ns/ft）仅为介电常数而非走线维度的函数（见参考文献6）。请注意，这可以带来极大的便利。意味着，当给定PCB基板（并给定-εr）时，各种阻抗线路的传播延迟常数是固定不变的。
等式5
该延迟常数也可以ps/in为单位，这样更适用于小型PCB。即：
等式6
因此，举例来说，对于PCB介电常数4.0，不难发现微带线的延迟常数约为1.63 ns/ft，合136 ps/in。这两条额外的准则对于设计PCB走线中信号的时序具有参考意义。
对称带状线PCB传输线路
从多种角度来看，多层PCB是一种更好的PCB设计方法。在这种模式下，信号走线嵌入电源层与接地层之间，如图3中的横截面视图所示。低阻抗交流接地层和嵌入的信号走线形成一条对称带状线传输线路。
从图中可以看出，高频信号走线的电流回路直接位于接地层/电源层上的信号走线的上方和下方。因此，高频信号被完全限制在PCB板内部，结果使放射降至最低，为输入杂散信号提供了天然的屏障。
Figure 3： A Symmetric Stripline Transmission Line With Defined Impedance is Formed by a PCB Trace of Appropriate Geometry Embedded Between Equally Spaced Ground and/or Power Planes
该设计的特性阻抗同样取决于几何图形以及PCB介电质的--εr。该带状传输线路的ZO可表示为：
等式7
这里的所有维度同样以mil为单位，B为两个层的间距。在这种对称几何图形中，需要注意的是，B同样等于2H + T。参考文献2指出，参考文献1中的这个等式的精度通常在6%左右。
适用于-εr= 4.0的对称带状线的另一条便利准则是，使B成为W的倍数，范围为2至2.2。结果将得到约50Ω的带状线阻抗。当然，这条法则是以另一近似法为基础的，忽略了T。尽管如此，该法则对于粗略估算还是很有用的。
对称带状线同样有一个特性电容，其计算单位为pF/in，如等式8所示。
等式8
对称带状线的传播延迟如等式9所示。
等式9
或者以ps为单位：
等式10
当PCB介电常数为4.0时，可以发现，对称带状线的延迟常数几乎正好为2 ns/ft-，合170 ps/in。
走线嵌入法的利弊
根据上述讨论，在设计阻抗既定的PCB走线时，既可以置于一个表层之上，也可嵌入两层之间。当然，在这些阻抗因素之外，还有许多其他考虑因素。
嵌入式信号确实存在一个明显的大问题——隐藏电路走线的调试非常困难，甚至无法做到。图4总结了嵌入式信号走线的利弊。
图4：多层PCB设计中嵌入与不嵌入信号走线的利弊
设计多层PCB时也可能不使用嵌入式走线，如最左边的横截面视图所示。可以将这种嵌入式设计看作一种双重双层PCB设计（共有四层铜）。顶部的走线与电源层 构成微带，底部的走线则与接地层构成微带。在本例中，两个外层的信号走线可以方便地供测量和故障排查使用。但这种设计并未利用各层的屏蔽作用。
这种非嵌入式设计的辐射量较大，更容易受到外部信号的影响，而右侧的嵌入式设计采用了嵌入法，则很好地利用了各层的优势。就如诸多其他工程设计一样，PCB设计中到底采用嵌入法还是非嵌入法是折衷的结果。这里的折衷则体现在减少辐射与方便测试之间。
作为包括这些计算的示例，一块双层板可能用20 mil宽（W）、1盎司（T=1.4）的铜走线，并由10 mil （H） FR-4 （--εr= 4.0）的介电材料分离。结果，该微带线的阻抗为50 Ω左右。对于其他标准阻抗（如75Ω的视频标准阻抗），使“W”调整为8.3 mil左右即可。
微带线设计的一些指导原则
本例涉及到一个有趣且微妙的要点。参考文献2讨论了与微带PCB阻抗相关的有用指导原则。若介电常数为4.0 （FR-4），结果显示，当W/H为2/1时，阻抗将接近50Ω-（与第一个示例类似，其中，W = 20 mil）。
仔细的读者会发现，根据等式3预测，Zo应为46Ω-左右，与参考文献2提到的精度（》5%）相吻合。IPC微带线等式在50Ω-与100 -Ω之间最精确，但当阻抗低于或超过该范围时，其精度则大幅下降。
根据等式5，也可以计算微带线的传播延迟。这是微带信号走线的单向通过时间。有趣的是，对于给定的几何模型，延迟常数（单位：ns/ft）仅为介电常数而非走线维度的函数（见参考文献6）。请注意，这可以带来极大的便利。意味着，当给定PCB基板（并给定-εr）时，各种阻抗线路的传播延迟常数是固定不变的。
等式5
该延迟常数也可以ps/in为单位，这样更适用于小型PCB。即：
等式6
因此，举例来说，对于PCB介电常数4.0，不难发现微带线的延迟常数约为1.63 ns/ft，合136 ps/in。这两条额外的准则对于设计PCB走线中信号的时序具有参考意义。
对称带状线PCB传输线路
从多种角度来看，多层PCB是一种更好的PCB设计方法。在这种模式下，信号走线嵌入电源层与接地层之间，如图3中的横截面视图所示。低阻抗交流接地层和嵌入的信号走线形成一条对称带状线传输线路。
从图中可以看出，高频信号走线的电流回路直接位于接地层/电源层上的信号走线的上方和下方。因此，高频信号被完全限制在PCB板内部，结果使放射降至最低，为输入杂散信号提供了天然的屏障。
Figure 3： A Symmetric Stripline Transmission Line With Defined Impedance is Formed by a PCB Trace of Appropriate Geometry Embedded Between Equally Spaced Ground and/or Power Planes
该设计的特性阻抗同样取决于几何图形以及PCB介电质的--εr。该带状传输线路的ZO可表示为：
等式7
作为包括这些计算的示例，一块双层板可能用20 mil宽（W）、1盎司（T=1.4）的铜走线，并由10 mil （H） FR-4 （--εr= 4.0）的介电材料分离。结果，该微带线的阻抗为50 Ω左右。对于其他标准阻抗（如75Ω的视频标准阻抗），使“W”调整为8.3 mil左右即可。
微带线设计的一些指导原则
本例涉及到一个有趣且微妙的要点。参考文献2讨论了与微带PCB阻抗相关的有用指导原则。若介电常数为4.0 （FR-4），结果显示，当W/H为2/1时，阻抗将接近50Ω-（与第一个示例类似，其中，W = 20 mil）。
仔细的读者会发现，根据等式3预测，Zo应为46Ω-左右，与参考文献2提到的精度（》5%）相吻合。IPC微带线等式在50Ω-与100 -Ω之间最精确，但当阻抗低于或超过该范围时，其精度则大幅下降。
根据等式5，也可以计算微带线的传播延迟。这是微带信号走线的单向通过时间。有趣的是，对于给定的几何模型，延迟常数（单位：ns/ft）仅为介电常数而非走线维度的函数（见参考文献6）。请注意，这可以带来极大的便利。意味着，当给定PCB基板（并给定-εr）时，各种阻抗线路的传播延迟常数是固定不变的。
等式5
该延迟常数也可以ps/in为单位，这样更适用于小型PCB。即：
等式6
因此，举例来说，对于PCB介电常数4.0，不难发现微带线的延迟常数约为1.63 ns/ft，合136 ps/in。这两条额外的准则对于设计PCB走线中信号的时序具有参考意义。
对称带状线PCB传输线路
从多种角度来看，多层PCB是一种更好的PCB设计方法。在这种模式下，信号走线嵌入电源层与接地层之间，如图3中的横截面视图所示。低阻抗交流接地层和嵌入的信号走线形成一条对称带状线传输线路。
从图中可以看出，高频信号走线的电流回路直接位于接地层/电源层上的信号走线的上方和下方。因此，高频信号被完全限制在PCB板内部，结果使放射降至最低，为输入杂散信号提供了天然的屏障。
Figure 3： A Symmetric Stripline Transmission Line With Defined Impedance is Formed by a PCB Trace of Appropriate Geometry Embedded Between Equally Spaced Ground and/or Power Planes
该设计的特性阻抗同样取决于几何图形以及PCB介电质的--εr。该带状传输线路的ZO可表示为：
等式7
这里的所有维度同样以mil为单位，B为两个层的间距。在这种对称几何图形中，需要注意的是，B同样等于2H + T。参考文献2指出，参考文献1中的这个等式的精度通常在6%左右。
适用于-εr= 4.0的对称带状线的另一条便利准则是，使B成为W的倍数，范围为2至2.2。结果将得到约50Ω的带状线阻抗。当然，这条法则是以另一近似法为基础的，忽略了T。尽管如此，该法则对于粗略估算还是很有用的。
对称带状线同样有一个特性电容，其计算单位为pF/in，如等式8所示。
等式8
对称带状线的传播延迟如等式9所示。
等式9
或者以ps为单位：
等式10
当PCB介电常数为4.0时，可以发现，对称带状线的延迟常数几乎正好为2 ns/ft-，合170 ps/in。
走线嵌入法的利弊
根据上述讨论，在设计阻抗既定的PCB走线时，既可以置于一个表层之上，也可嵌入两层之间。当然，在这些阻抗因素之外，还有许多其他考虑因素。
嵌入式信号确实存在一个明显的大问题——隐藏电路走线的调试非常困难，甚至无法做到。图4总结了嵌入式信号走线的利弊。
图4：多层PCB设计中嵌入与不嵌入信号走线的利弊
设计多层PCB时也可能不使用嵌入式走线，如最左边的横截面视图所示。可以将这种嵌入式设计看作一种双重双层PCB设计（共有四层铜）。顶部的走线与电源层 构成微带，底部的走线则与接地层构成微带。在本例中，两个外层的信号走线可以方便地供测量和故障排查使用。但这种设计并未利用各层的屏蔽作用。
这种非嵌入式设计的辐射量较大，更容易受到外部信号的影响，而右侧的嵌入式设计采用了嵌入法，则很好地利用了各层的优势。就如诸多其他工程设计一样，PCB设计中到底采用嵌入法还是非嵌入法是折衷的结果。这里的折衷则体现在减少辐射与方便测试之间。
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