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怎样去设计微带线和带状线电路?

设计微带线电路有哪些指导原则?
怎样去设计微带线和带状线电路?

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任斌

2021-5-20 10:26:05
  作为包括这些计算的示例,一块双层板可能用20 mil宽(W)、1盎司(T=1.4)的铜走线,并由10 mil (H) FR-4 (--εr= 4.0)的介电材料分离。结果,该微带线的阻抗为50 Ω左右。对于其他标准阻抗(如75Ω的视频标准阻抗),使“W”调整为8.3 mil左右即可。
  微带线设计的一些指导原则
  本例涉及到一个有趣且微妙的要点。参考文献2讨论了与微带PCB阻抗相关的有用指导原则。若介电常数为4.0 (FR-4),结果显示,当W/H为2/1时,阻抗将接近50Ω-(与第一个示例类似,其中,W = 20 mil)。
  仔细的读者会发现,根据等式3预测,Zo应为46Ω-左右,与参考文献2提到的精度(》5%)相吻合。IPC微带线等式在50Ω-与100 -Ω之间最精确,但当阻抗低于或超过该范围时,其精度则大幅下降。
  根据等式5,也可以计算微带线的传播延迟。这是微带信号走线的单向通过时间。有趣的是,对于给定的几何模型,延迟常数(单位:ns/ft)仅为介电常数而非走线维度的函数(见参考文献6)。请注意,这可以带来极大的便利。意味着,当给定PCB基板(并给定-εr)时,各种阻抗线路的传播延迟常数是固定不变的。
  
  等式5
  该延迟常数也可以ps/in为单位,这样更适用于小型PCB。即:
  
  等式6
  因此,举例来说,对于PCB介电常数4.0,不难发现微带线的延迟常数约为1.63 ns/ft,合136 ps/in。这两条额外的准则对于设计PCB走线中信号的时序具有参考意义。
  对称带状线PCB传输线路
  从多种角度来看,多层PCB是一种更好的PCB设计方法。在这种模式下,信号走线嵌入电源层与接地层之间,如图3中的横截面视图所示。低阻抗交流接地层和嵌入的信号走线形成一条对称带状线传输线路。
  从图中可以看出,高频信号走线的电流回路直接位于接地层/电源层上的信号走线的上方和下方。因此,高频信号被完全限制在PCB板内部,结果使放射降至最低,为输入杂散信号提供了天然的屏障。
  
  Figure 3: A Symmetric Stripline Transmission Line With Defined Impedance is Formed by a PCB Trace of Appropriate Geometry Embedded Between Equally Spaced Ground and/or Power Planes
  该设计的特性阻抗同样取决于几何图形以及PCB介电质的--εr。该带状传输线路的ZO可表示为:
  
  等式7
  作为包括这些计算的示例,一块双层板可能用20 mil宽(W)、1盎司(T=1.4)的铜走线,并由10 mil (H) FR-4 (--εr= 4.0)的介电材料分离。结果,该微带线的阻抗为50 Ω左右。对于其他标准阻抗(如75Ω的视频标准阻抗),使“W”调整为8.3 mil左右即可。
  微带线设计的一些指导原则
  本例涉及到一个有趣且微妙的要点。参考文献2讨论了与微带PCB阻抗相关的有用指导原则。若介电常数为4.0 (FR-4),结果显示,当W/H为2/1时,阻抗将接近50Ω-(与第一个示例类似,其中,W = 20 mil)。
  仔细的读者会发现,根据等式3预测,Zo应为46Ω-左右,与参考文献2提到的精度(》5%)相吻合。IPC微带线等式在50Ω-与100 -Ω之间最精确,但当阻抗低于或超过该范围时,其精度则大幅下降。
  根据等式5,也可以计算微带线的传播延迟。这是微带信号走线的单向通过时间。有趣的是,对于给定的几何模型,延迟常数(单位:ns/ft)仅为介电常数而非走线维度的函数(见参考文献6)。请注意,这可以带来极大的便利。意味着,当给定PCB基板(并给定-εr)时,各种阻抗线路的传播延迟常数是固定不变的。
  
  等式5
  该延迟常数也可以ps/in为单位,这样更适用于小型PCB。即:
  
  等式6
  因此,举例来说,对于PCB介电常数4.0,不难发现微带线的延迟常数约为1.63 ns/ft,合136 ps/in。这两条额外的准则对于设计PCB走线中信号的时序具有参考意义。
  对称带状线PCB传输线路
  从多种角度来看,多层PCB是一种更好的PCB设计方法。在这种模式下,信号走线嵌入电源层与接地层之间,如图3中的横截面视图所示。低阻抗交流接地层和嵌入的信号走线形成一条对称带状线传输线路。
  从图中可以看出,高频信号走线的电流回路直接位于接地层/电源层上的信号走线的上方和下方。因此,高频信号被完全限制在PCB板内部,结果使放射降至最低,为输入杂散信号提供了天然的屏障。
  
  Figure 3: A Symmetric Stripline Transmission Line With Defined Impedance is Formed by a PCB Trace of Appropriate Geometry Embedded Between Equally Spaced Ground and/or Power Planes
  该设计的特性阻抗同样取决于几何图形以及PCB介电质的--εr。该带状传输线路的ZO可表示为:
  
  等式7
  这里的所有维度同样以mil为单位,B为两个层的间距。在这种对称几何图形中,需要注意的是,B同样等于2H + T。参考文献2指出,参考文献1中的这个等式的精度通常在6%左右。
  适用于-εr= 4.0的对称带状线的另一条便利准则是,使B成为W的倍数,范围为2至2.2。结果将得到约50Ω的带状线阻抗。当然,这条法则是以另一近似法为基础的,忽略了T。尽管如此,该法则对于粗略估算还是很有用的。
  对称带状线同样有一个特性电容,其计算单位为pF/in,如等式8所示。
  
  等式8
  对称带状线的传播延迟如等式9所示。
  
  等式9
  或者以ps为单位:
  
  等式10
  当PCB介电常数为4.0时,可以发现,对称带状线的延迟常数几乎正好为2 ns/ft-,合170 ps/in。
  走线嵌入法的利弊
  根据上述讨论,在设计阻抗既定的PCB走线时,既可以置于一个表层之上,也可嵌入两层之间。当然,在这些阻抗因素之外,还有许多其他考虑因素。
  嵌入式信号确实存在一个明显的大问题——隐藏电路走线的调试非常困难,甚至无法做到。图4总结了嵌入式信号走线的利弊。
  
  图4:多层PCB设计中嵌入与不嵌入信号走线的利弊
  设计多层PCB时也可能不使用嵌入式走线,如最左边的横截面视图所示。可以将这种嵌入式设计看作一种双重双层PCB设计(共有四层铜)。顶部的走线与电源层 构成微带,底部的走线则与接地层构成微带。在本例中,两个外层的信号走线可以方便地供测量和故障排查使用。但这种设计并未利用各层的屏蔽作用。
  这种非嵌入式设计的辐射量较大,更容易受到外部信号的影响,而右侧的嵌入式设计采用了嵌入法,则很好地利用了各层的优势。就如诸多其他工程设计一样,PCB设计中到底采用嵌入法还是非嵌入法是折衷的结果。这里的折衷则体现在减少辐射与方便测试之间。
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