分立元件VCO能够提供足够的自由度来满足大多数系统的性能要求（调谐范围、输出功率、相位噪声、电流消耗等等）。然而，对于具有较大批量、价格敏感的现代产品，振荡频率的生产线调整是不可接受的。这迫使射频工程师必须设计出一个不需要在安装过程中调整的VCO，即免调节VCO。这项设计任务并不简单，除了要掌握VCO的基本设计原理外，还需要射频工程师花费大量精力来保证设计的一致性，而且在各种因素（如元件参数、温度及电源电压等）允许的变化范围内，振荡器始终调谐在正确的频率。本文试图对这项任务的重要性给出一个评价，同时解释一些和免调节中频VCO设计有关的问题。 VCO结构 ----有多种可行的振荡器结构都可用于构建一个实用的射频VCO，其中一种已经在许多商品化VCO模块和不计其数的分立VCO电路中得到了成功应用，这就是Colpitts共集电极电路（图1）。该结构可用于很宽的工作频率范围，从中频直到射频。
图1：基本Colpitts振荡器
灵活、廉价、并具有足够高性能的VCO可基于一个由廉价的表贴电感和变容二极管组成的电感-电容（LC）谐振槽路组成。振荡器槽路是一个并联谐振电路，控制着振荡频率，电感或电容的任何变化都会改变振荡频率。电感和压变电容能够以并联或串联模式的网络形式实现可变谐振。并联模式网络（图2）可用于较低频率，因为大值压变电容难以实现而电感可以做得比较大。并联模式配置还使于对振荡器做直观地分析。
图2:Colpitts结构用于VCO
对于Colpitts振荡器可以采用一种简化的、精确性稍差的方法来加以分析，并得到一组更清晰、更直观的设计方程，有助于一阶振荡器的设计。首先，Colpitts振荡器可重画为一个带有正反馈的LC放大器（图3）。这个视点易于计算环路增益、振荡幅度和相位噪声。为了描述启动过程和振荡频率，最初的电路也可重画为一个负阻加谐振器结构（图4）。从上述两个视点得到的一系列方程联合起来构成一组Colpitts振荡器的设计方程（Meyer 1998）。
图3：LC放大器模型
图4：映像放大器模型
Colpitts振荡器的基本设计方程
在图2中，不考虑分布参数，并假定CC》》C1和C2，并有C1》Cπ（Cπ为三极管基-射结电容）。振荡频率可按下式计算：
f0=1/（2π√（L*CT））， CT=CV+C12.。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（1）
CV=（CVAR*C0）/（CVAR+C0）， C12=（C1*C2）/（C1+C2）
谐振电路的品质因数（QT）可按下式计算：
QV≌1/（2π*CV*RS*F0）， RQC=QV2*RS.。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（2）
QT≌REQ/（2π*L*F0）， REQ=RQL‖RQC
振荡幅度可按下式估算：
V0=2*IQ*REQ*（J1（β）/J0（β））， V0=IQ*REQ*1.4.。。。。。。。。。。。。（3）
环路增益和起振条件按下式计算：
环路增益=gm*REQ*1/n， 当n=（C1+C2）/C2.。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（4）
起振条件：
gm/（（2π*C1*f0）（2π*C2*f0））》》（REQ/QT2）。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（5）
距离中心频率一定频偏（fm）处Colpitts振荡器的相位噪声（PN）可按下式计算：
PN=in2*（1/V02）*［f0/（2Q0）］2*（REQ2/fm）。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（6）
上述公式中：Co=压变电容耦合电容：CT=总谐振电容；CVAR=压变电容；fm=以Hz为单位的相位噪声频偏；fo=振荡频率；gm=双极晶体管跨导；in=集电结散粒噪声；IQ=振荡晶体管偏流；QL=电感Q；QT=谐振电路Q；QV=等效压变电容Q；REQ=谐振电路等效并联电阻；RS=压变电容串联电阻； VO=谐振电压均方根值。 免调节VCO的设计考虑
免调节VCO从概念上讲非常简单。只要振荡器具有足够宽裕的调谐范围来消除所有的误差源（如元件容差）所引起的频率偏移，振荡频率的调整就可以省去。初看起来，这项任务非常简单明了，只需提供足够的调谐范围来覆盖所有的误差源即可。然而，对于一个给定的调谐电压范围，有限的可变电容限制了频率调谐范围，而且，VCO的电性能要求往往进一步将调谐范围限制在更窄的区间内。另外，过大的调谐范围还会给振荡器带来一些负面影响。很宽的调谐范围要求压变电容至槽路间有很重的容性耦合，这会严重降低谐振电路的品质因数Q。所带来的结果便是更大的相位噪声、对调谐线噪声更为敏感、压变电容两端过大的电压摆幅、潜在的启动问题等，并给环路滤波器设计带来很大的困难。
较宽的调谐范围可通过两个容易理解的途径增大振荡器的相位噪声：降低谐振电路Q值和调谐线噪声的影响。要获得更宽的调谐范围，压变电容必须通过一个更大的电容耦合到谐振电路。这会降低CV（等效可变电容）的Q值，如方程（2）所示。CV的Q值降低同时使谐振电路净Q值也降低，因而导致相位噪声增加，如方程（6）所示。致使相位噪声增加的第二个因素是调谐输入端的热噪声，它会产生频率调制的边带噪声。该项噪声随着调谐范围而增加，并有可能超过振荡器的固有相位噪声。由热噪声引起的相位噪声可由下式计算：
PN=201og［√2*KV*Vn/（2*fm）］，
Kv=VCO增益（Hz/V），Vn=噪声密度（V/√（Hz）。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（7）
显然，两种情况的相位噪声都随着调谐范围的增加而增大。因此要便免调节VCO保持较低的相位噪声，至关重要的是设定一个恰当的调谐范围，保证带宽要求并能容纳各种可预见的误差源。由于压变电容耦合的加重，更多的谐振电压摆幅会出现在压变电容两端，而压变电容电压的摆幅必须加以限制以防压变电容被正向偏置。这就限制了谐振电路中的信号功率，因而也就影响到振荡器的相位噪声。最后，当谐振电路的等效串联电阻过大时还会带来起振问题（参见基本方程）。频率调谐范围过宽的VCO可能无法正常起振，尤其是在极限温度下。那么，要实现恰当的调谐范围，首先碰到的问题就是确定恰当的调谐范围。 影响振荡率的误差源
为了适应影响振荡频率的各种误差源，免调节VCO的频率调谐范围必须增加。这些误差源可分为两类：元件参数误差和设计对准误差。设定振荡频率的LC元件当然是非理想的，它们会带来以下问题：
元件之间的差异（容差）；
不理想的性能（由于电感、电容以及引线串联电阻等造成有限的频率响应）；
电路布线中的分布电容和电感造成的误差。
附表列出了振荡器中频率设定元件的典型容差。另一方面，设计过程中在对准VCO调谐范围时的不确定因素还会导致设计对准误差。设计对准作为一个振荡频率建立中的误差来源常常被忽视。为了充分利用现有的频率调谐范围，调谐边界必须相对于预期的振荡频率相对称。在建立这个中心点时的任何误差，主要是由元件模型的初始值或平均值的不精确性而引起，都会降低可用的调谐范围。为了在各种温度、电源电压、元件容差等条件下保证振荡频率，调谐范围必须足够宽，以便容纳该误差。可以利用振荡频率公式计算出总的频率误差，只需对其中的每项元素乘以一个比例因子即可。
附表振荡器中频率设定元件的典型容差
元件容差
压变电容±15%于VTUNE=0.4V
±10%于VTUNE=2.4V
电感±5%
电容±5%
分布电容±10%
分布电感±6%
振荡元件阻抗±15%
频率偏移和调谐范围
频率调谐范围可通过改变调谐电压获得，从VTUNE（LOW）到VTUNE（HIGH），具有高、低频率边界（fHIGH和flow）和一个位于fHIGH和fLOW中点的“中心”频率（fcenter）（图5）。理想情况下，调谐范围应安排在使fCENTER恰好位于期望频率的位置（图5a）。然而，元件误差和设计对准误差可能会使频率调谐区间发生偏移。如果在最差情况下，系统提供的调谐电压不足，不能获得足够的频率调谐范围，则期望的振荡频率就无法达到（图5b）。显然，仔细确定调谐范围需求是很有必要的。这可能过以下方法实现，首先计算出所有误差源所引起的频率偏差，然后确定最差情况下的fLOWfOSC且fHIGH》fOSC（图5c）。
设计验证
线路板布局和元件选择完成之后，还需要对设计进行验证和测试。通常，必须检查调谐范围、启动性能、相位噪声等等性能是否符合设计要求。此外，测试必须基于一个统计有效的生产流程数量之上，以使确定调谐范围和平均中心频率，以及它们相对于预期振荡频率的相对位置。所有这些工作都是得到一个稳定的、可重复生产并具有预期性能的设计所必需的。Maxim公司已开发出新款VCO IC MAX2620，解决了VCO的设计难题，同时显著缩短了实现免调节中频VCO所必需的时间。
分立元件VCO能够提供足够的自由度来满足大多数系统的性能要求（调谐范围、输出功率、相位噪声、电流消耗等等）。然而，对于具有较大批量、价格敏感的现代产品，振荡频率的生产线调整是不可接受的。这迫使射频工程师必须设计出一个不需要在安装过程中调整的VCO，即免调节VCO。这项设计任务并不简单，除了要掌握VCO的基本设计原理外，还需要射频工程师花费大量精力来保证设计的一致性，而且在各种因素（如元件参数、温度及电源电压等）允许的变化范围内，振荡器始终调谐在正确的频率。本文试图对这项任务的重要性给出一个评价，同时解释一些和免调节中频VCO设计有关的问题。 VCO结构 ----有多种可行的振荡器结构都可用于构建一个实用的射频VCO，其中一种已经在许多商品化VCO模块和不计其数的分立VCO电路中得到了成功应用，这就是Colpitts共集电极电路（图1）。该结构可用于很宽的工作频率范围，从中频直到射频。
图1：基本Colpitts振荡器
灵活、廉价、并具有足够高性能的VCO可基于一个由廉价的表贴电感和变容二极管组成的电感-电容（LC）谐振槽路组成。振荡器槽路是一个并联谐振电路，控制着振荡频率，电感或电容的任何变化都会改变振荡频率。电感和压变电容能够以并联或串联模式的网络形式实现可变谐振。并联模式网络（图2）可用于较低频率，因为大值压变电容难以实现而电感可以做得比较大。并联模式配置还使于对振荡器做直观地分析。
图2:Colpitts结构用于VCO
对于Colpitts振荡器可以采用一种简化的、精确性稍差的方法来加以分析，并得到一组更清晰、更直观的设计方程，有助于一阶振荡器的设计。首先，Colpitts振荡器可重画为一个带有正反馈的LC放大器（图3）。这个视点易于计算环路增益、振荡幅度和相位噪声。为了描述启动过程和振荡频率，最初的电路也可重画为一个负阻加谐振器结构（图4）。从上述两个视点得到的一系列方程联合起来构成一组Colpitts振荡器的设计方程（Meyer 1998）。
图3：LC放大器模型
图4：映像放大器模型
Colpitts振荡器的基本设计方程
在图2中，不考虑分布参数，并假定CC》》C1和C2，并有C1》Cπ（Cπ为三极管基-射结电容）。振荡频率可按下式计算：
f0=1/（2π√（L*CT））， CT=CV+C12.。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（1）
CV=（CVAR*C0）/（CVAR+C0）， C12=（C1*C2）/（C1+C2）
谐振电路的品质因数（QT）可按下式计算：
QV≌1/（2π*CV*RS*F0）， RQC=QV2*RS.。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（2）
QT≌REQ/（2π*L*F0）， REQ=RQL‖RQC
振荡幅度可按下式估算：
V0=2*IQ*REQ*（J1（β）/J0（β））， V0=IQ*REQ*1.4.。。。。。。。。。。。。（3）
环路增益和起振条件按下式计算：
环路增益=gm*REQ*1/n， 当n=（C1+C2）/C2.。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（4）
起振条件：
gm/（（2π*C1*f0）（2π*C2*f0））》》（REQ/QT2）。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（5）
距离中心频率一定频偏（fm）处Colpitts振荡器的相位噪声（PN）可按下式计算：
PN=in2*（1/V02）*［f0/（2Q0）］2*（REQ2/fm）。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（6）
上述公式中：Co=压变电容耦合电容：CT=总谐振电容；CVAR=压变电容；fm=以Hz为单位的相位噪声频偏；fo=振荡频率；gm=双极晶体管跨导；in=集电结散粒噪声；IQ=振荡晶体管偏流；QL=电感Q；QT=谐振电路Q；QV=等效压变电容Q；REQ=谐振电路等效并联电阻；RS=压变电容串联电阻； VO=谐振电压均方根值。 免调节VCO的设计考虑
免调节VCO从概念上讲非常简单。只要振荡器具有足够宽裕的调谐范围来消除所有的误差源（如元件容差）所引起的频率偏移，振荡频率的调整就可以省去。初看起来，这项任务非常简单明了，只需提供足够的调谐范围来覆盖所有的误差源即可。然而，对于一个给定的调谐电压范围，有限的可变电容限制了频率调谐范围，而且，VCO的电性能要求往往进一步将调谐范围限制在更窄的区间内。另外，过大的调谐范围还会给振荡器带来一些负面影响。很宽的调谐范围要求压变电容至槽路间有很重的容性耦合，这会严重降低谐振电路的品质因数Q。所带来的结果便是更大的相位噪声、对调谐线噪声更为敏感、压变电容两端过大的电压摆幅、潜在的启动问题等，并给环路滤波器设计带来很大的困难。
较宽的调谐范围可通过两个容易理解的途径增大振荡器的相位噪声：降低谐振电路Q值和调谐线噪声的影响。要获得更宽的调谐范围，压变电容必须通过一个更大的电容耦合到谐振电路。这会降低CV（等效可变电容）的Q值，如方程（2）所示。CV的Q值降低同时使谐振电路净Q值也降低，因而导致相位噪声增加，如方程（6）所示。致使相位噪声增加的第二个因素是调谐输入端的热噪声，它会产生频率调制的边带噪声。该项噪声随着调谐范围而增加，并有可能超过振荡器的固有相位噪声。由热噪声引起的相位噪声可由下式计算：
PN=201og［√2*KV*Vn/（2*fm）］，
Kv=VCO增益（Hz/V），Vn=噪声密度（V/√（Hz）。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。（7）
显然，两种情况的相位噪声都随着调谐范围的增加而增大。因此要便免调节VCO保持较低的相位噪声，至关重要的是设定一个恰当的调谐范围，保证带宽要求并能容纳各种可预见的误差源。由于压变电容耦合的加重，更多的谐振电压摆幅会出现在压变电容两端，而压变电容电压的摆幅必须加以限制以防压变电容被正向偏置。这就限制了谐振电路中的信号功率，因而也就影响到振荡器的相位噪声。最后，当谐振电路的等效串联电阻过大时还会带来起振问题（参见基本方程）。频率调谐范围过宽的VCO可能无法正常起振，尤其是在极限温度下。那么，要实现恰当的调谐范围，首先碰到的问题就是确定恰当的调谐范围。 影响振荡率的误差源
为了适应影响振荡频率的各种误差源，免调节VCO的频率调谐范围必须增加。这些误差源可分为两类：元件参数误差和设计对准误差。设定振荡频率的LC元件当然是非理想的，它们会带来以下问题：
元件之间的差异（容差）；
不理想的性能（由于电感、电容以及引线串联电阻等造成有限的频率响应）；
电路布线中的分布电容和电感造成的误差。
附表列出了振荡器中频率设定元件的典型容差。另一方面，设计过程中在对准VCO调谐范围时的不确定因素还会导致设计对准误差。设计对准作为一个振荡频率建立中的误差来源常常被忽视。为了充分利用现有的频率调谐范围，调谐边界必须相对于预期的振荡频率相对称。在建立这个中心点时的任何误差，主要是由元件模型的初始值或平均值的不精确性而引起，都会降低可用的调谐范围。为了在各种温度、电源电压、元件容差等条件下保证振荡频率，调谐范围必须足够宽，以便容纳该误差。可以利用振荡频率公式计算出总的频率误差，只需对其中的每项元素乘以一个比例因子即可。
附表振荡器中频率设定元件的典型容差
元件容差
压变电容±15%于VTUNE=0.4V
±10%于VTUNE=2.4V
电感±5%
电容±5%
分布电容±10%
分布电感±6%
振荡元件阻抗±15%
频率偏移和调谐范围
频率调谐范围可通过改变调谐电压获得，从VTUNE（LOW）到VTUNE（HIGH），具有高、低频率边界（fHIGH和flow）和一个位于fHIGH和fLOW中点的“中心”频率（fcenter）（图5）。理想情况下，调谐范围应安排在使fCENTER恰好位于期望频率的位置（图5a）。然而，元件误差和设计对准误差可能会使频率调谐区间发生偏移。如果在最差情况下，系统提供的调谐电压不足，不能获得足够的频率调谐范围，则期望的振荡频率就无法达到（图5b）。显然，仔细确定调谐范围需求是很有必要的。这可能过以下方法实现，首先计算出所有误差源所引起的频率偏差，然后确定最差情况下的fLOWfOSC且fHIGH》fOSC（图5c）。
设计验证
线路板布局和元件选择完成之后，还需要对设计进行验证和测试。通常，必须检查调谐范围、启动性能、相位噪声等等性能是否符合设计要求。此外，测试必须基于一个统计有效的生产流程数量之上，以使确定调谐范围和平均中心频率，以及它们相对于预期振荡频率的相对位置。所有这些工作都是得到一个稳定的、可重复生产并具有预期性能的设计所必需的。Maxim公司已开发出新款VCO IC MAX2620，解决了VCO的设计难题，同时显著缩短了实现免调节中频VCO所必需的时间。
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