随着国防、航空航天科技的发展，广泛用于通信、电子对抗等领域的军用、航空电子产品对供电电源的要求越来越高，它们不仅要求电源技术指标高，还要求体积小、重量轻、效率高、可靠性高。
随着电源输出电压的降低及输出电流的增大，次级整流损耗成为电源的主要损耗。传统的肖特基二极管整流损耗较大，效率低，热设计也较困难，从而导致系统可靠性降低。采用低导通阻抗的MOSFET进行整流，可以大大降低这一损耗，是提高变换器效率的有效途径。这种应用MOSFET进行整流的技术，称为同步整流（SR）。
本文介绍了一种具有后级开关稳压功能的同步整流电路，其既能降低损耗、提高电源效率，又实现高精度稳压功能。
1 LT3710的特点
LT3710是一种高效的次级同步后置稳压控制器，在多输出隔离电源中用来产生精确调节的辅助输出。它可以直接由变压器的次级绕组生成一个精确稳压的次级输出，从而最大限度地减小主路输出电感器和电容器尺寸。LT3710带可编程电流保护功能，工作频率高达500kHz。初级调节使它能很好地与无论电流模式还是电压模式的主输出控制回路一起工作。
LT3710基本功能模块包括：一个用做反馈调节的电压放大器、与初级开关脉冲同步的斜波发生器、带初级调节的PWM比较器、限流放大器和高速MOSFET驱动器。
LT3710提供了一个简单、高效和节省空间的后调节方案，特别是在低电压、大电流的应用中。其电路结构优点如下。
● 可进一步调整占空比，实现副路输出电压的良好调整。
● 主、副电路采用同一次级绕组，变压器的漏感和寄生阻抗影响大大降低。
● 主、副电路采用一个同步整流器，节省了副路整流滤波电路，既简化了电路，又降低了电源损耗。
2 电路工作原理
图1所示为电源主电路原理图，其有两路输出，5V为主路，3.3V为副路，主电路拓扑采用正激变换。T1为开关变压器， 实现输入输出电气隔离。V2为同步整流管，直接被副边电压驱动；V4为续流管，其驱动信号由副边电压反相缓冲生成，与V2驱动信号互补。副路开关管V3及续流管V5由LT3710驱动，使V3、V5交替导通。
图1 主电路原理图
当输入电压或负载变化引起输出电压变化时，主PWM电路取样主路电压，自动调整输出驱动脉宽，改变V1占空比，实现主路电压稳压。而副路输出则通过LT3710控制电路，取样电压，调整V3占空比，实现稳压控制。为了消除电源的低频差拍干扰，主副路驱动信号要保持同步。
电路中，V2起着十分重要的作用。一方面，作为输出的同步整流器，它降低了整流电路的导通损耗；另一方面，与V3构成一个串联开关稳压电路。
图2所示为电路工作的电压和电流波形，整个工作过程分为3个阶段。
图2 电路工作波形
● T0～T2期间。在主PWM控制下，V1关断，由于变压器T1磁通复位，VS在T0～T1阶段为负，T1～T2阶段为0，使V2关断，V4导通，电感电流IL1通过V4续流。同时，在LT3710控制下，V3关断，V5导通，电感电流IL2通过V5续流。
● T2～T3期间。V1导通，副边电压Vs为正，使V2同步导通，IL1逐渐增大；同时LT3710驱动V3导通，为副路提供能量，IL2同步上升。在此过程中，续流管V4、V5关断。
● T3至下一个周期开始。V3关断，V5导通，IL2通过V5续流，幅度下降，而V2仍维持导通状态，IL1继续上升。通过控制V3导通时间，可实现副路电压的稳定。
3 关键电路参数设计、损耗分析及效率评估
根据以上电路，设计电源，相关参数要求如下：输入电压VI=176～253Vac，开关频率f=200kHz，初级占空比D=0.3～0.45，输出电压电流U01=5V、I01=10A、U02=3.3V、I02=8A、纹波≤1%。
1） MOSFET的选取
在选择MOSFET时，要选择具有足够电流处理能力的，且散热性良好的器件。我们选用MTP1306，其漏极电流ID=59A（100℃），导通电阻为6.5mΩ（25℃），可满足使用要求。
2） 损耗分析及效率估算
开关MOSFET的损耗包括开关损耗Ps和导通损耗Pr，具体计算方法如下。
① 开关损耗的计算
同步整流器V2及续流管V4、V5作二极管使用，开关损耗较小，可用公式（1）进行估算：
PS1=COSSV2GS（th）f=0.08W （1）
式中，COSS为MOSFET输出电容，查手册为1827pF；VDS（th）为MOSFET截止时漏源极间电压，取18V。
串联开关管V3的开关损耗受各种分布参数影响，计算较复杂，可用公式（2）近似计算：
（2）
式中，Crss为MOSFET反向传输电容，查手册为772pF；Igatb为栅极驱动器在MOSFET处于临界导通时输出的电流，取0.5A；VIN为MOSFET输入的峰值电压，取18V。
因此，同步整流输出部分的开关损耗为：PS=3×PS1+PS2=1.12W。
② 导通损耗的计算
MOSFET的导通损耗主要取决于导通电阻RON，而MOSFET的导通电阻与它的结温有关，当MOSFET的最高管芯结温（TJ）为125℃时其导通电阻最大，以MOSFET最大导通电阻作近似估算。
RON = RON1（1+k）Tj-25 = 6.5×（1+0.005）（125-25）≈10mΩ （3）
式中，k为导通电阻的温度系数，取 0.005。
同步整流器V3的导通时间包括两部分：T2～T3期间，IL1、IL2均通过同步整流器V3；T3～T4期间，V2关断，只有IL1流过V3，故V3的导通损耗为：
Pr1=（I01+△I1/2+I02+△I2/2）2×RON×D×3.3/5+（I01+△I1/2）2×RON×D×（1-3.3/5）=1.05W （4）
串联开关管V2，导通时间为T2～T3，IL2流过V2，故V2的导通损耗为：
Pr2 = （IO2+△I2/2）2×RON×D×3.3/5=0.18W （5）
续流管V4工作占空比为1-D，V5工作占空比为1-D×3.3/5，故V4的导通损耗为：
Pr3=（I01+△I1/2）2×RON×（1-D）=0.79W （6）
V5的导通损耗为：
Pr4= （IO2+△I2/2）2×RON×（1-D×3.3/5）=0.60W （7）
同步整流输出部分的导通损耗为： Pr=Pr1+Pr2+Pr3+Pr4=2.62W。
③ 电源总效率的计算
为了便于计算，选择在输出满载、初级占空比为0.35条件下分析整个电源总效率η。（8）
式中，PO为输出功率，为76.4W；Pl为线路及其他器件损耗功率，主要取决于变压器的工作模式及元件的选取，根据工程经验，估算为4W；PSYN为同步整流输出部分损耗，PSYN=Pr+Ps=3.74W。
故电源总效率为：（9）
4 实验结果和波形分析
根据要求制作一台样机，用LeCroy公司生产的示波器测试，开关管V2、V3的Ugs波形如图3所示。A为V3管Ugs波形（5V/div），B为V2管Ugs波形（5V/div），V2占空比为 0.35，V3占空比为0.25，实验波形与理论分析基本吻合。5V和3.3V输出噪声波形如图4所示，A为5V输出噪声波形（10mV/div），B为3.3V输出噪声波形（10mV/div），纹波系数小于1%，满足设计要求。在满载条件下，测量电源的效率为91.6%，与估算值相吻合。
图3 V2、V3的Ugs波形
图4 输出噪声
随着国防、航空航天科技的发展，广泛用于通信、电子对抗等领域的军用、航空电子产品对供电电源的要求越来越高，它们不仅要求电源技术指标高，还要求体积小、重量轻、效率高、可靠性高。
随着电源输出电压的降低及输出电流的增大，次级整流损耗成为电源的主要损耗。传统的肖特基二极管整流损耗较大，效率低，热设计也较困难，从而导致系统可靠性降低。采用低导通阻抗的MOSFET进行整流，可以大大降低这一损耗，是提高变换器效率的有效途径。这种应用MOSFET进行整流的技术，称为同步整流（SR）。
本文介绍了一种具有后级开关稳压功能的同步整流电路，其既能降低损耗、提高电源效率，又实现高精度稳压功能。
1 LT3710的特点
LT3710是一种高效的次级同步后置稳压控制器，在多输出隔离电源中用来产生精确调节的辅助输出。它可以直接由变压器的次级绕组生成一个精确稳压的次级输出，从而最大限度地减小主路输出电感器和电容器尺寸。LT3710带可编程电流保护功能，工作频率高达500kHz。初级调节使它能很好地与无论电流模式还是电压模式的主输出控制回路一起工作。
LT3710基本功能模块包括：一个用做反馈调节的电压放大器、与初级开关脉冲同步的斜波发生器、带初级调节的PWM比较器、限流放大器和高速MOSFET驱动器。
LT3710提供了一个简单、高效和节省空间的后调节方案，特别是在低电压、大电流的应用中。其电路结构优点如下。
● 可进一步调整占空比，实现副路输出电压的良好调整。
● 主、副电路采用同一次级绕组，变压器的漏感和寄生阻抗影响大大降低。
● 主、副电路采用一个同步整流器，节省了副路整流滤波电路，既简化了电路，又降低了电源损耗。
2 电路工作原理
图1所示为电源主电路原理图，其有两路输出，5V为主路，3.3V为副路，主电路拓扑采用正激变换。T1为开关变压器， 实现输入输出电气隔离。V2为同步整流管，直接被副边电压驱动；V4为续流管，其驱动信号由副边电压反相缓冲生成，与V2驱动信号互补。副路开关管V3及续流管V5由LT3710驱动，使V3、V5交替导通。
图1 主电路原理图
当输入电压或负载变化引起输出电压变化时，主PWM电路取样主路电压，自动调整输出驱动脉宽，改变V1占空比，实现主路电压稳压。而副路输出则通过LT3710控制电路，取样电压，调整V3占空比，实现稳压控制。为了消除电源的低频差拍干扰，主副路驱动信号要保持同步。
电路中，V2起着十分重要的作用。一方面，作为输出的同步整流器，它降低了整流电路的导通损耗；另一方面，与V3构成一个串联开关稳压电路。
图2所示为电路工作的电压和电流波形，整个工作过程分为3个阶段。
图2 电路工作波形
● T0～T2期间。在主PWM控制下，V1关断，由于变压器T1磁通复位，VS在T0～T1阶段为负，T1～T2阶段为0，使V2关断，V4导通，电感电流IL1通过V4续流。同时，在LT3710控制下，V3关断，V5导通，电感电流IL2通过V5续流。
● T2～T3期间。V1导通，副边电压Vs为正，使V2同步导通，IL1逐渐增大；同时LT3710驱动V3导通，为副路提供能量，IL2同步上升。在此过程中，续流管V4、V5关断。
● T3至下一个周期开始。V3关断，V5导通，IL2通过V5续流，幅度下降，而V2仍维持导通状态，IL1继续上升。通过控制V3导通时间，可实现副路电压的稳定。
3 关键电路参数设计、损耗分析及效率评估
根据以上电路，设计电源，相关参数要求如下：输入电压VI=176～253Vac，开关频率f=200kHz，初级占空比D=0.3～0.45，输出电压电流U01=5V、I01=10A、U02=3.3V、I02=8A、纹波≤1%。
1） MOSFET的选取
在选择MOSFET时，要选择具有足够电流处理能力的，且散热性良好的器件。我们选用MTP1306，其漏极电流ID=59A（100℃），导通电阻为6.5mΩ（25℃），可满足使用要求。
2） 损耗分析及效率估算
开关MOSFET的损耗包括开关损耗Ps和导通损耗Pr，具体计算方法如下。
① 开关损耗的计算
同步整流器V2及续流管V4、V5作二极管使用，开关损耗较小，可用公式（1）进行估算：
PS1=COSSV2GS（th）f=0.08W （1）
式中，COSS为MOSFET输出电容，查手册为1827pF；VDS（th）为MOSFET截止时漏源极间电压，取18V。
串联开关管V3的开关损耗受各种分布参数影响，计算较复杂，可用公式（2）近似计算：
（2）
式中，Crss为MOSFET反向传输电容，查手册为772pF；Igatb为栅极驱动器在MOSFET处于临界导通时输出的电流，取0.5A；VIN为MOSFET输入的峰值电压，取18V。
因此，同步整流输出部分的开关损耗为：PS=3×PS1+PS2=1.12W。
② 导通损耗的计算
MOSFET的导通损耗主要取决于导通电阻RON，而MOSFET的导通电阻与它的结温有关，当MOSFET的最高管芯结温（TJ）为125℃时其导通电阻最大，以MOSFET最大导通电阻作近似估算。
RON = RON1（1+k）Tj-25 = 6.5×（1+0.005）（125-25）≈10mΩ （3）
式中，k为导通电阻的温度系数，取 0.005。
同步整流器V3的导通时间包括两部分：T2～T3期间，IL1、IL2均通过同步整流器V3；T3～T4期间，V2关断，只有IL1流过V3，故V3的导通损耗为：
Pr1=（I01+△I1/2+I02+△I2/2）2×RON×D×3.3/5+（I01+△I1/2）2×RON×D×（1-3.3/5）=1.05W （4）
串联开关管V2，导通时间为T2～T3，IL2流过V2，故V2的导通损耗为：
Pr2 = （IO2+△I2/2）2×RON×D×3.3/5=0.18W （5）
续流管V4工作占空比为1-D，V5工作占空比为1-D×3.3/5，故V4的导通损耗为：
Pr3=（I01+△I1/2）2×RON×（1-D）=0.79W （6）
V5的导通损耗为：
Pr4= （IO2+△I2/2）2×RON×（1-D×3.3/5）=0.60W （7）
同步整流输出部分的导通损耗为： Pr=Pr1+Pr2+Pr3+Pr4=2.62W。
③ 电源总效率的计算
为了便于计算，选择在输出满载、初级占空比为0.35条件下分析整个电源总效率η。（8）
式中，PO为输出功率，为76.4W；Pl为线路及其他器件损耗功率，主要取决于变压器的工作模式及元件的选取，根据工程经验，估算为4W；PSYN为同步整流输出部分损耗，PSYN=Pr+Ps=3.74W。
故电源总效率为：（9）
4 实验结果和波形分析
根据要求制作一台样机，用LeCroy公司生产的示波器测试，开关管V2、V3的Ugs波形如图3所示。A为V3管Ugs波形（5V/div），B为V2管Ugs波形（5V/div），V2占空比为 0.35，V3占空比为0.25，实验波形与理论分析基本吻合。5V和3.3V输出噪声波形如图4所示，A为5V输出噪声波形（10mV/div），B为3.3V输出噪声波形（10mV/div），纹波系数小于1%，满足设计要求。在满载条件下，测量电源的效率为91.6%，与估算值相吻合。
图3 V2、V3的Ugs波形
图4 输出噪声
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