方程式 2
方程式 2 所示 PSRR 以分贝表示，其可在大多数运算放大器产品说明书中找到。方程式 2 给出了以运算放大器输入为参考的补偿电压。用方程式 2 所得结果乘以运算放大器增益，运算放大器输出可参考补偿电压。
由于运算放大器的 PSRR 进一步降低了电源的微小变化，因此您可能会错误地得出如下结论：电源电压的微小变化在系统中影响极小或者没有影响。作为一个定量举例，我们可对一个全差动运算放大器进行分析，其将信号缓冲至一个 24位 ADC。
图 3 显示的是一个使用全差动运算放大器的简化示意图，例如：OPA1632，其配置为一个为 24 位 ADC（例如： ADS1271）提供信号的单位增益缓冲器。该电路是 ADC 评估电路板的简化示意图。运算放大器由 LDO 供电，其线压、负载和温度精度为 3%。LDO 的输出电压针对 ±15V 标称值进行配置。
图 3 计算补偿误差影响的示例电路（点击图片放大）
如果每个 LDO 的输出电压均恰好各是 +15V 和 -15V，则共模输入电压刚好为 0V。就本例而言，如果零伏在其输入上，则我们自 ADC 读取零计数。那么，电源大小相等而在运算放大器输入上没有信号的情况下，您会从 ADC 读取零计数。
然而，假设正电压 LDO 输出增加 3%，仍然没有超出 LDO 规范。使用 15V 输出时，这 3% 的变化等同于电源电压从 450mV 上升到 15.45V。根据数据表，运算放大器的典型 PSRR 为 97dB。
方程式 2 现在可用于计算运算放大器输入的失调电压。在运算放大器输入有一个额外的 3.178μV 失调电压。由于运算放大器被配置为一个单位增益缓冲器，因此该 3.178μV 也存在于输出，并施加于ADC。ADC 的满量程输入范围为 ±2.5V，因此每个 ADC 位相当于 298nV。
使用电源产生的补偿电压，ADC 现在读取 11 个计数，而非零计数。电源在读取 ADC 计数中引入了一个 DC 补偿误差。该误差会因 LDO 输出电压而不同，而 LDO 输出电压又随时间、温度、负载电流和输入电压而变化。这便使得这种误差难以通过校准去除掉，也让 ADC 的低四位变得不确定。
提高 LDO 追踪和精度（或者漂移）性能的一种简单方法是将图 2 所示电路修改为图 4 所示电路。附加放大器 U1 和四个电阻需要针对 2 增益进行配置。额定值条件下，R3 和 R4 之间的节点应为零伏。因此，R1 的值必须等于 R2，而 R3 的值必须等于 R4。
图 4 添加追踪的电路。（点击图片放大）
图 2 中，每个 LDO 的反馈网络都连接至接地。图 4 中，反馈电阻连接至接地，且由 U1 的输出驱动。现在，如果任何电源改变其输出电压，则差异出现在 U1 的非反相输入上，并被增益至原来的 2 倍。由于 U1 的输出同时驱动两个 LDO 反馈网络，因此同时对两个 LDO 实施校正以强制其输出大小相等。
必须注意图 4 所示电路。U1 的输出可驱动至接近或者等于为 U1 供电电源轨的电压。如果使用输入源的 ±18V 为 U1 供电，则输出可驱动至高达 18V 的电压。该 18V 输出应用于 LDO 的反馈引脚，其可能超出其绝对最大电压额定值。我们可以添加钳位二极管，在 LDO 的高动态负载环境下、短路条件下或者上电期间保护 LDO 反馈引脚。
图 5 显示的是加装追踪电路和保护二极管的 LDO 示意图。为了让示意图更易于理解，U3 的每个电源轨的 10 μF 旁路电容器都已脱去不用。
图 5 带电压保护的 LDO 追踪电路
图 5 所示电路使用一个如 TPS7A3001 等可调节、负输出电压 LDO 线性稳压器，以及如 TPS7A4901 等可调节、正输出电压 LDO。U3、R7-R10 和 C3 均为增加的组件，用于追踪。R1、R2、D1-D5 均为增加组件，用于将反馈引脚的电压控制在其各自产品说明书额定的绝对最大电压范围内。
所有其他组件一般都是为了支持 LDO，例如：输入和输出电容以及反馈电阻。所示 LDO 可支持 ±36V 范围的输入电压，但由于 TLE2141 运算放大器的建议电压极限，该电路的输入电压降低至 ±22V。可以选择更高电压的运算放大器，以覆盖 LDO 完整的 ±36V 输入范围。
在两种 LDO 反馈控制方案中，追踪电路都形成了一个附加电压环路。所增加的运算放大器 U3 的带宽需要由 C3 降低，以维持系统稳定性。U3 带宽需要至少为最低 LDO 电压环路的 1/10。这就意味着 U3 一般只会有几千赫兹的带宽。因此，它将不会加到系统的高频 PSRR。LDO 的 PSRR 主要决定系统的高频 PSRR。
方程式 2
方程式 2 所示 PSRR 以分贝表示，其可在大多数运算放大器产品说明书中找到。方程式 2 给出了以运算放大器输入为参考的补偿电压。用方程式 2 所得结果乘以运算放大器增益，运算放大器输出可参考补偿电压。
由于运算放大器的 PSRR 进一步降低了电源的微小变化，因此您可能会错误地得出如下结论：电源电压的微小变化在系统中影响极小或者没有影响。作为一个定量举例，我们可对一个全差动运算放大器进行分析，其将信号缓冲至一个 24位 ADC。
图 3 显示的是一个使用全差动运算放大器的简化示意图，例如：OPA1632，其配置为一个为 24 位 ADC（例如： ADS1271）提供信号的单位增益缓冲器。该电路是 ADC 评估电路板的简化示意图。运算放大器由 LDO 供电，其线压、负载和温度精度为 3%。LDO 的输出电压针对 ±15V 标称值进行配置。
图 3 计算补偿误差影响的示例电路（点击图片放大）
如果每个 LDO 的输出电压均恰好各是 +15V 和 -15V，则共模输入电压刚好为 0V。就本例而言，如果零伏在其输入上，则我们自 ADC 读取零计数。那么，电源大小相等而在运算放大器输入上没有信号的情况下，您会从 ADC 读取零计数。
然而，假设正电压 LDO 输出增加 3%，仍然没有超出 LDO 规范。使用 15V 输出时，这 3% 的变化等同于电源电压从 450mV 上升到 15.45V。根据数据表，运算放大器的典型 PSRR 为 97dB。
方程式 2 现在可用于计算运算放大器输入的失调电压。在运算放大器输入有一个额外的 3.178μV 失调电压。由于运算放大器被配置为一个单位增益缓冲器，因此该 3.178μV 也存在于输出，并施加于ADC。ADC 的满量程输入范围为 ±2.5V，因此每个 ADC 位相当于 298nV。
使用电源产生的补偿电压，ADC 现在读取 11 个计数，而非零计数。电源在读取 ADC 计数中引入了一个 DC 补偿误差。该误差会因 LDO 输出电压而不同，而 LDO 输出电压又随时间、温度、负载电流和输入电压而变化。这便使得这种误差难以通过校准去除掉，也让 ADC 的低四位变得不确定。
提高 LDO 追踪和精度（或者漂移）性能的一种简单方法是将图 2 所示电路修改为图 4 所示电路。附加放大器 U1 和四个电阻需要针对 2 增益进行配置。额定值条件下，R3 和 R4 之间的节点应为零伏。因此，R1 的值必须等于 R2，而 R3 的值必须等于 R4。
图 4 添加追踪的电路。（点击图片放大）
图 2 中，每个 LDO 的反馈网络都连接至接地。图 4 中，反馈电阻连接至接地，且由 U1 的输出驱动。现在，如果任何电源改变其输出电压，则差异出现在 U1 的非反相输入上，并被增益至原来的 2 倍。由于 U1 的输出同时驱动两个 LDO 反馈网络，因此同时对两个 LDO 实施校正以强制其输出大小相等。
必须注意图 4 所示电路。U1 的输出可驱动至接近或者等于为 U1 供电电源轨的电压。如果使用输入源的 ±18V 为 U1 供电，则输出可驱动至高达 18V 的电压。该 18V 输出应用于 LDO 的反馈引脚，其可能超出其绝对最大电压额定值。我们可以添加钳位二极管，在 LDO 的高动态负载环境下、短路条件下或者上电期间保护 LDO 反馈引脚。
图 5 显示的是加装追踪电路和保护二极管的 LDO 示意图。为了让示意图更易于理解，U3 的每个电源轨的 10 μF 旁路电容器都已脱去不用。
图 5 带电压保护的 LDO 追踪电路
图 5 所示电路使用一个如 TPS7A3001 等可调节、负输出电压 LDO 线性稳压器，以及如 TPS7A4901 等可调节、正输出电压 LDO。U3、R7-R10 和 C3 均为增加的组件，用于追踪。R1、R2、D1-D5 均为增加组件，用于将反馈引脚的电压控制在其各自产品说明书额定的绝对最大电压范围内。
所有其他组件一般都是为了支持 LDO，例如：输入和输出电容以及反馈电阻。所示 LDO 可支持 ±36V 范围的输入电压，但由于 TLE2141 运算放大器的建议电压极限，该电路的输入电压降低至 ±22V。可以选择更高电压的运算放大器，以覆盖 LDO 完整的 ±36V 输入范围。
在两种 LDO 反馈控制方案中，追踪电路都形成了一个附加电压环路。所增加的运算放大器 U3 的带宽需要由 C3 降低，以维持系统稳定性。U3 带宽需要至少为最低 LDO 电压环路的 1/10。这就意味着 U3 一般只会有几千赫兹的带宽。因此，它将不会加到系统的高频 PSRR。LDO 的 PSRR 主要决定系统的高频 PSRR。
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