特征
●500MHz单位增益带宽
●低输入偏置电流：2pA
●低偏移和漂移：±0.25mV，±2μV/°C
●低失真：在5MHz时为74dB SFDR
●高输出电流：70mA
●低输入电压噪声：7nV/√Hz
应用
●宽带光电二极管放大器
●采样保持缓冲器
●CCD输出缓冲器
●ADC输入缓冲器
●宽带精密放大器
●测量和测试
描述
OPA656结合了非常宽频带、统一增益稳定、电压反馈运算放大器和FET输入级，为ADC（模数转换器）缓冲和瞬态应用提供了超高动态范围放大器。极低的直流误差在光学应用中具有很好的精度。
高单位增益稳定带宽和JFET输入允许在高速低噪声积分器中的卓越性能。
高输入阻抗和低偏置电流由FET输入由超低7nV/√Hz输入电压噪声支持，以实现宽带光电二极管瞬态应用中非常低的集成噪声。
鉴于OPA656的高230MHz增益带宽产品，可以实现宽的瞬态带宽。如下图所示，即使47pF源电容的高1MΩ瞬态增益，也提供1MHz的a–3dB带宽。
相关运算放大器产品
典型特性：VS=±5V
TA=+25°C，G=+2，RF=250Ω，RL=100Ω，除非另有说明。
应用程序信息
宽带、无眩操作
OPA656提供了一个独特的组合宽带，统一增益稳定，电压反馈放大器的直流精度的修剪JFET输入阶段。它的230MHz的高增益带宽积（GBP）可用于为低增益缓冲器提供高信号带宽，或向光电二极管检测器应用提供宽带、低噪声的瞬态带宽。为了实现OPA656的全部性能，需要仔细注意印刷
电路板（
PCB）布局和部件选择，如本数据表的其余部分所述。
图1显示了+2电路的非侵入增益，该增益用作大多数典型特性的基础。大多数曲线采用50Ω驱动阻抗的信号源进行表征，测量设备显示50Ω负载阻抗。图1中，VI端子处的50Ω并联电阻器与测试发电机的源阻抗匹配，而VO端子处的50Ω串联电阻器为测量设备负载提供了匹配的电阻器。通常，数据表电压摆动规格位于输出引脚（图1中的VO），而输出功率规格在匹配的50Ω负载下。输出处的总100Ω负载与500Ω总反馈网络负载相结合，表示图1电路的OPA656有效输出负载为83Ω。
电压反馈运算放大器不同于电流反馈产品，可以使用广泛的电阻值来设置其增益。为了保持图1中非垂直电压放大器的受控频率响应，RF | RG的并行组合应始终《200Ω。在非垂直配置中，RF | RG的并行组合将在OPA656的反转节点（包括布局寄生）处形成具有寄生输入电容的极。为了获得最佳性能，该极点的频率应大于OPA656的闭环带宽。因此，对于单位增益跟随器应用，建议直接从输出到反向输入短路。
宽带、反转增益运算
图2的电路显示了用于大多数逆变典型特性的–1测试电路的逆变增益。在这种情况下，使用附加电阻器RM来实现在表征中使用的测试设备所需的50Ω输入阻抗。在电路板环境中，在电路板环境中，在前一级的输出处，OPA656用作逆变放大器，该输入阻抗匹配是可选的。
在这种配置中，输出将反馈电阻器视为与用于测试的100Ω负载平行的附加负载。在限制RF | RG《200Ω并行组合的情况下，增加射频值以减小输出负载（改善谐波失真）通常是有用的。对于FET输入OPA656提供的直流精度较高的反转增益，请考虑更高的增益带宽乘积OPA157。
图2还显示了直接连接到地面的非垂直输入。通常，这里包括偏置电流对地电阻，以消除输入偏置电流效应引起的直流误差。这仅在输入偏置电流匹配时才有用。对于像OPA656这样的JFET部件，输入偏置电流不匹配，但其低到以（《5pA）开始，因此由于输入偏置电流引起的直流误差可以忽略不计。因此，对于逆变信号路径条件，不建议在非转动输入处使用电阻器。
宽带、高灵敏度、瞬态设计
OPA656的高GBP低输入电压和电流噪声使其成为低到中度瞬态增益的理想宽带瞬态放大器。更高的瞬态增益（》100kΩ）将受益于诸如OPA656等FET输入运算放大器的低输入噪声电流。数据表首页显示了一个瞬态设计示例。大面积探测器需要高带宽的设计将受益于OPA656的低输入电压噪声。此输入电压噪声二极管源电容使其在频率上达到峰值，在许多情况下，它可以成为输入灵敏度的限制因素。设计的关键要素是应用反向偏置电压（–VB）的预期二极管电容（CD）、所需的瞬态增益、RF和OPA656（230MHz）的GBP。图3显示了一个由25pF源电容二极管通过50kΩ瞬态增益进行的设计。在设置这3个变量（包括将OPA656的寄生输入电容添加到CD）的情况下，可以设置反馈电容值（CF）来控制频率响应。
为了获得最大平坦的二阶巴特沃斯频率响应，反馈极点应设置为：
将共模和差分模式输入电容（0.7+2.8）pF添加到图3中的25pF二极管源电容中，并使用OPA156的230MHz GBP瞄准50kΩ瞬态增益，则需要将反馈极设置为3.8MHz。这将需要总反馈电容为0.8pF。典型的表面安装电阻器的寄生电容为0.2pF，留下图3所需的0.6pF值，以获得所需的反馈极。
这将给出一个大约的–3dB带宽设置为：
图3的例子将给出使用0.6pF反馈补偿的大约5.7MHz平坦带宽。
如果总输出噪声的频带限制为小于反馈极频率（1/RFCF）的频率，则等效输入噪声电流的一个非常简单的表达式可以导出为：
式中：
iEQ=输出噪声带宽限制为F《1/（2πRFCD）时的等效输入噪声电流。
iN=运算放大器逆变输入的输入电流噪声。
eN=运算放大器的输入电压噪声。
CD=二极管电容。
F=频带限制频率，以赫兹为单位（通常在进一步信号处理之前进行后滤波）。
4kT=290°K时为1.6E–20J。
对于图3电路，将此表达式计算为3.8MHz的反馈极频率，给出了2.7pA/Hz的等效输入噪声电流。这远远高于1.3fA/HZOR，仅是运算放大器本身。该结果主要由等效输入噪声电流表达式中的最后一项所支配。在这种情况下，使用低压噪声运算放大器是非常必要的。
设计工具
示范装置
两个印刷电路板（PCBs）可用于使用OPA656在其两个封装选项中协助初步评估电路性能。这两种产品都是免费提供的，作为未受欢迎的多氯联苯，并随用户指南交付。这些固定装置的摘要信息如表I所示。
演示装置可在德克萨斯仪器网站上申请（）通过OPA656产品文件夹。
操作建议
设置电阻器值以最小化噪音
OPA656提供非常低的输入噪声电压，同时需要低的14mA静态
电源电流。为了充分利用这种低输入噪声，需要仔细注意其他可能的噪声因素。图4显示了包含所有噪声项的运算放大器噪声分析模型。在该模型中，所有的噪声项都被认为是nV/Hz或pA/Hz的噪声电压或电流密度项。
输出点噪声电压的总值可以作为输出噪声电压的平方根来计算。该计算通过叠加的方法，将输出的所有噪声功率相加，然后取平方根，恢复到点噪声电压。公式1显示了使用图4所示术语的输出噪声电压的一般形式。
将该表达式除以噪声增益（GN=1+RF/RG）将给出非垂直输入处的等效输入参考点噪声电压，如公式2所示。
将高电阻值放入公式2可以快速控制总等效输入参考噪声。非转动输入3kΩ上的源阻抗将添加一个约翰逊电压噪声项，等于放大器本身的电压噪声项（7nV/Hz）。虽然OPA656的JFET输入是高源阻抗应用的理想选择，但总体带宽和噪声都将受到图1中非垂直配置中较高源阻抗的限制。
频率响应控制
电压反馈运算放大器，如OPA656显示出随着信号增益的增加信号带宽的减小。理论上，这种关系由电特性中所示的GBP来描述。理想情况下，将GBP除以非转动信号增益（也称为噪声增益，或NG）将预测闭环带宽。实际上，这仅在相位裕度接近90°时才成立，就像在高增益配置中一样。在低增益（增加反馈因子）时，大多数高速放大器将显示出较复杂的响应，相位裕度较低。补偿OPA156，以在+2的非转动增益下给出最大平坦的2阶巴特沃斯闭环响应（图1）。这导致了典型的+2带宽200MHz的增益，远远超过了230MHz GBP除以2的预测。增加增益将导致相位裕度接近90°，带宽将更接近（GBP/NG）的预测值。在+10的增益下，OPA656将显示使用简单公式预测的23MHz带宽和230MHz的典型GBP。
单位增益稳定的运算放大器，如OPA656也可以使用电容器限制在反馈电阻器。对于图1中的非垂直配置，通过反馈电阻器的电容器将随着频率降低到+1的增益而减小增益。例如，为了将+2设计的增益限制为20MHz，可以将32pF电容器与250Ω反馈电阻器并联放置。然而，这只会将增益从2减少到1。在图2的反转配置中，使用反馈电容来限制信号带宽更有效。在图2的反馈中添加相同的电容器将在20MHz的信号频率响应中设置一个极点，但在这种情况下，它将继续将信号增益衰减到1以下。然而，由于OPA656的输入电压噪声而产生的输出噪声贡献仍然只会随着反馈电容器的添加而减小到1的增益。
驱动电容负载
电容负载是运算放大器最苛刻、但最常见的负载条件之一。通常，电容负载是ADC的输入，包括可建议用于改善ADC线性度的附加外部电容。高速高开环增益放大器，如OPA656，当电容负载直接放置在输出引脚上时，很容易受到稳定性下降和闭环响应峰值的影响。当考虑放大器的开环输出电阻时，这种电容负载在信号路径中引入了一个附加的极点，从而降低相位裕度。对这个问题提出了一些外部解决办法。当主要考虑频率响应平坦度、脉冲响应保真度和/或失真时，最简单和最有效的解决方案是在放大器输出和电容负载之间插入串联隔离电阻器，将电容负载与反馈回路隔离。这不会消除环响应中的极点，而是将其移位，并在更高频率处添加零。附加零起到消除电容负载极相位滞后的作用，从而提高相位裕度，提高稳定性。
典型特性显示了推荐的RS与电容负载以及由此产生的负载频率响应。在这种情况下，使用了最大平坦频率响应的设计目标。如果可以容忍某些峰值，则可以使用较低的RS值。此外，在较高增益（比典型特性中使用的+2）运行时，对于最小峰值频率响应，需要更低的RS值。寄生电容负载大于2pF可开始降低OPA656的性能。长PC板跟踪、不匹配电缆和多个设备的连接很容易导致超出此值。始终仔细考虑此效果，并尽可能将推荐的串联电阻器添加到OPA656输出引脚（参见板布局部分）。
失真性能
OPA656能够在广泛增益范围内以高频方式传送低失真信号。典型特征的畸变图显示了在各种条件下的典型畸变。
一般来说，在基波达到非常高的频率或功率之前，第二次谐波将以可忽略的三次谐波分量来控制失真。然后，将重点放在二次谐波上，增加负载阻抗直接改善畸变。请记住，总负载包括非侵入配置中的反馈网络，这是RF+RG的总和，而在反转配置中，这只是RF（见图1）。输出电压摆动的增加直接增加谐波失真。输出摆幅增加6dB通常会增加2次谐波12dB和3次谐波18dB。增加信号增益也会增加二次谐波失真。增益增加6dB，即使输出功率和频率恒定，也会使2、3次谐波增加约6dB。最后，由于环路增益随频率的衰减，随着基频的增加，失真增大。相反，失真将在大约100kHz时改善到较低频率下的主开环极。从-70dBc 2次谐波（5MHz）开始，2VPP基波在G=+2（从典型特性）下变成200Ω负载，低于100kHz的频率的第2次谐波失真将小于–105dBc。
OPA656具有极低的三阶谐波失真。这也显示在2色调三阶互调假调（IM3）响应曲线中。在低输出功率水平下，三阶假电平极低（《-80dBc）。即使基本功率达到更高水平，输出阶段仍保持低水平。典型的特征表明，假互调功率没有传统截获模型预测的那样增加。随着基本功率水平的增加，动态范围没有显著减小。对于以10MHz为中心的2个音调，4dBm/音调至匹配的50Ω负载（即，负载时每个音调1VPP，输出引脚处的整个2音包络要求4VPP），典型特性显示测试音调与3阶互调假电平之间的78dBc差。在低频和/或更高负载阻抗下工作时，这种特殊性能进一步提高。
直流精度和偏移控制
OPA656具有开环增益高、共模抑制高、电源抑制高、输入偏置电压（漂移）小、输入偏置电流小而可忽略的误差等优点，可提供优良的直流精度。为了获得最佳直流精度，高等级版本（OPA65UB或OPA656NB）将关键直流参数筛选到更严格的限制。标准和高等级版本都利用了新的最终测试技术，100%测试输入偏置电压漂移超过温度。本讨论将使用高级典型和最小/最大电气特性进行说明；但是，标准等级版本适用相同的分析。
任何配置和温度下的总输出直流偏置电压将是多种可能的误差项的组合。在像OPA656这样的JFET部分，输入偏置电流项通常很低，但是不匹配的。采用偏置电流抵消技术，在双极输入放大器中更为典型，不会改善输出直流偏置误差。由于输入偏置电流引起的误差仅在高温下才成为主导。OPA656显示出JFET输入级放大器每10°C的典型2x增加。使用25°C时的5pA最大测试值和20°C内部自加热（参见热分析），85°C环境下的最大输入偏置电流将为5pA•2（105–25）/10=1280pA。对于非垂直配置，此术语仅开始是源阻抗》750kΩ的输入偏置电压的有效项。这也将是瞬态应用的反馈电阻值（见图3），其中，由于逆变输入偏置电流产生的输出直流误差按输入偏置电压的贡献顺序。一般来说，除了这些极高的阻抗值外，输入偏置电流引起的输出直流误差可以忽略。
输入偏置电压本身之后，对输出偏置电压的影响最大的项是负电源的PSRR。该术语被建模为由于负电源电压（以及+PSRR）变化而引起的输入偏置电压偏移。–PSRR的高等级测试限值为62dB。这转换为1.59mV/V输入偏置电压移位=10（–62/20）。在最坏情况下，负电源电压的±0.38V（±7.6%）偏移将产生±0.6mV的视输入偏置电压偏移。由于这与±0.6mV输入偏置电压的测试限值相当，因此需要仔细控制负电源电压。+PSRR测试至最小值74dB。这转化为输入偏置电压对正电源变化的10（–74/20）=0.2mV/V灵敏度。
例如，计算图1中25°C下的瞬态电路的最坏输出直流误差，然后在0°C至70°C范围内的偏移给出以下假设。
负电源
=-5V±0.2V，带±5mV/°C最坏换档正极电源
=+5V±0.2V，带±5mV/°C最坏情况换档初始25°C输出直流误差带
=±0.3mV（由于–PSRR=1.59mV/V•±0.2V）
±0.04mV（由于+PSRR=0.2mV/V•±0.2V）
±0.6mV输入偏置电压
总计=±0.94mV
这将是在25°C验收试验条件下，批量生产中最坏的误差带。
在0°C至70°C的温度范围内，我们可以预期以下最坏情况从初始值转移。此处假定为20°C内部结自加热。
±0.36mV（OPA656高级输入偏移漂移）=±6μV/°C•（70°C+20°C–25°C））
±0.23mV（–60dB的PSRR，5mV•（70°C–25°C）电源切换）
±0.06mV（+PSRR为72dB，5mV•（70°C–25°C）电源切换）
总计=±0.65mV
这将是在规定条件下，从初始偏移超过0°C到70°C环境的最坏情况。典型的初始输出直流误差带和温度漂移将大大低于这些最坏情况估计。
在瞬态配置中，由于输入共模电压保持在地面，因此可以忽略CMRR误差。对于非垂直增益配置（见图1），需要考虑CMRR项，但通常会远低于输入偏置电压项。在测试最小80dB（100μV/V）的情况下，图1电路±2V输入摆动增加的视在直流误差不超过±0.2mV。
电源注意事项
OPA656用于±5V电源上的操作。允许单电源操作，从规定的规格和性能从单一+8V到+12V最大值变化最小。降低电源电压操作的限制是JFET输入级可用的输入电压范围。从+12V的单一电源操作可以有许多优点。在地面负电源的情况下，可将–PSRR项引起的直流误差降至最低。通常，在+12V操作时，交流性能略有改善，电源电流的增加最小。
热分析
OPA656在大多数应用中不需要散热或气流。最大允许的结温将设置允许的最大内部功耗，如下所述。在任何情况下，最大连接温度不得超过150°C。
工作结温度（TJ）由TA+PD•θJA给出。总内部功耗（PD）是静态功率（PDQ）和输出阶段（PDL）中为提供负载功率而消耗的附加功率之和。静态电源只是指定的空载供电电流乘以整个部件的总电源电压。PDL将取决于所需的输出信号和负载，但对于接地电阻负载，当输出固定在等于任一电源电压的1/2的电压（对于相等双极电源）的电压下时，PDL将处于最大值。在此条件下，PDL=VS2/（4•RL），其中RL包括反馈网络加载。
注意，是输出阶段的功率而不是负载决定内部功耗。
作为最坏的例子，使用图1电路中OPA65N（SOT3-5包）计算最大TJ，该电路在+85°C的最大指定环境温度下运行，并驱动接地100Ω负载。
PD=10V•16.1mA+52/（4•（100Ω| 800Ω））=231mW
最大TJ=+85°C+（0.23W•150°C/W）=120°C。
所有实际应用将在较低的内部功率和结温下运行。
板布局
要想获得最佳性能，使用像OPA656这样的高频放大器，需要仔细注意板布局寄生和外部组件类型。将优化业绩的建议包括：
a）最小化寄生电容至所有信号I/O引脚的任何交流接地。输出端和逆变输入引脚上的寄生电容会导致非转动输入不稳定，它会与源阻抗发生反应，造成无意的带限。为了减少不需要的电容，应在所有接地和电源平面上打开信号I/O引脚周围的窗口。否则，地面和动力飞机应在船上的其他地方不间断。
b）最小化距离（《0.25”）从电源引脚到高频0.1U F解耦电容器。在设备引脚处，接地和电源平面布局不应靠近信号I/O引脚。避免窄功率和接地痕迹，以最小化引脚和解耦电容器之间的电感。电源连接应始终与这些电容器解耦。更大（2.2μF至6.8μF）的去耦电容器，在低频有效，也应用于电源引脚上。这些可以放置在离设备稍远的地方，并且可以在PC板的同一区域的多个设备之间共享。
c）仔细选择和放置外部部件将保持OPA156的高频性能。电阻器应为极低电抗类型。表面安装电阻器工作最好，并允许更紧密的整体布局。金属薄膜和碳组分轴向引线电阻也能提供良好的高频性能。同样，尽可能短地保持导线和PCB跟踪长度。在高频应用中，切勿使用线绕式电阻器。由于输出引脚和逆变输入引脚对寄生电容最敏感，因此始终将反馈和串联输出电阻器（如果有的话）尽可能靠近输出引脚。其他网络组件，例如无转动输入端接电阻器，也应放置在靠近封装的位置。如果允许双面组件安装，则将反馈电阻器直接置于板另一侧的封装下方，位于输出端和反转输入引脚之间。即使在低寄生电容分流外部电阻器时，过高的电阻值也会产生显著的时间常数，从而降低性能。良好的轴向金属薄膜或表面卸荷电阻器与电阻器并联时的并联电阻约为0.2pF。对于电阻值》1.5kΩ，该寄生电容可在500 MHz以下添加一个极和/或零，从而影响电路操作。保持电阻值尽可能低，以符合负载驱动考虑。这里建议，设计的一个好起点是保持射频| RG《250Ω，用于电压放大器应用。这样做将自动保持电阻噪声项低，并最小化其寄生电容的影响。只要考虑到逆变节点上的所有寄生电容项设置反馈补偿电容，则瞬态应用程序（见图3）可以使用应用程序所需的任何反馈电阻器。
d）与其他宽带设备的连接在板上可采用短直接跟踪或通过车载传输线。对于短连接，将跟踪和下一个设备的输入视为集总电容负载。应使用相对较宽的痕迹（50mils至100mils），最好在周围打开地面和电源平面。从推荐RS与电容负载的图中估计总电容负载和设置RS。低寄生电容负载（《5pF）可能不需要RS，因为OPA656名义上被补偿为使用2pF寄生负载运行。如果需要长跟踪，则允许在信号增益增加（增加空载相位裕度）的情况下，允许无RS的更高寄生电容负载，且双端传输线固有的6dB信号损耗是可接受的，使用微带或带状线技术实现匹配阻抗传输线（请参阅ECL微带和带状线布局技术设计手册）。通常，船上不需要50Ω环境，事实上，高阻抗环境将改善失真，如畸变与负载图所示。根据板料和跟踪尺寸定义的特征板跟踪阻抗，使用从OPA656的输出进入跟踪的匹配串联电阻器以及目的装置输入端接并联电阻器。同时，端接阻抗将是并联电阻和目标设备输入阻抗的并联组合-应设置此总有效阻抗以匹配跟踪阻抗。如果双端传输线的6dB衰减不可接受，则只能在源端串联终止长跟踪。在这种情况下，将跟踪视为电容负载，并设置串联电阻值，如建议RS与电容负载的图所示。这将不会保持信号完整性以及双端接线路。如果目标设备的输入阻抗低，则由于串联输出形成的分压器形成的分压器，将产生信号衰减，从而进入终端阻抗。
e）不建议插入OPA656这样的高速零件。插座引入的附加引线长度和针对脚电容，可以产生一个极其麻烦的寄生网络，这几乎不可能实现平稳、稳定的频率响应。将OPA656焊接到板上，可获得最佳结果。
输入和ESD保护
OPA656是建立在一个非常高速互补双极工艺。对于这些非常小的几何器件，内部结击穿电压相对较低。这些细分反映在绝对最大评级表中。如图5所示，所有设备引脚都由内部ESD保护二极管保护电源。
这些二极管提供适度的保护，以输入高于电源的过驱动电压。保护二极管通常可支持30mA连续电流。如果可能有更高的电流（例如，在带有±12V电源部件驱动至OPA656的系统中），应在两个输入端添加限流串联电阻器。保持这些电阻值尽可能低，因为高值会降低噪声性能和频率响应。
