特征
●高带宽：150MHz（G=+2）
●+3V至+10V
电源操作
●零功率禁用（OPA635）
●输入范围包括接地
●4.8V输出摆动+5V电源
●高输出电流：80mA
●高转换率：250V/μs
●低输入电压噪声：5.6nV/√HZ
●提供SOT23包装
应用
●单电源ADC输入缓冲器
●单电源视频线路驱动器
●无线LAN中频放大器
●成像通道CCD
●低功率超声波
说明
OPA634和OPA635是低功耗、电压反馈的高速放大器，设计用于+3V或+5V单电源电压下工作。也支持在±5V或+10V电源上运行。输入范围延伸至地面以下，并在正极电源的1.2V范围内。使用互补的公共发射极输出提供一个输出摆幅到30毫伏的地面和140毫伏的正电源。高输出驱动电流、低差分增益和相位误差使其成为单电源复合视频线驱动的理想选择。
高增益带宽积（140MHz）和转换速率（250V/μs）保证了低失真工作，这使得OPA634和OPA635成为3V和5V CMOS转换器的理想输入缓冲级。与其他低功耗、单电源运算放大器不同，随着信号摆幅的减小，离散性能得到改善。
低5.6nV输入电压噪声支持宽动态范围操作。使用OPA635高速禁用线路可实现多路复用或系统功率降低。通过将禁用线设为高，可以将功耗降低到零。
OPA634和OPA635采用行业标准的SO-8封装。OPA634也有超小型的SOT23-5封装，而OPA635则有SOT23-6。如果需要较低的电源电流和速度，请考虑OPA631和OPA632。
典型性能曲线：VS=+5V
除非另有说明，否则TA=25°C，G=+2，RF=750Ω，RL=150Ω至VS/2（见图1）。
典型性能曲线：VS=+3V
除非另有说明，否则TA=25°C，G=+2，RF=750Ω，RL=150Ω至VS/2（见图2）。
应用程序信息
宽带电压反馈操作
OPA634和OPA635是单位增益稳定、非常高速的电压反馈运算放大器，设计用于单电源操作（+3V到+10V）。输入级支持输入电压低于地面，并在正电源的1.2V范围内。互补共发射极输出级提供一个输出摆幅到30毫伏的地面和140毫伏的正电源。它们被补偿，以提供稳定的运行范围广泛的电阻负载。OPA635的内部禁用
电路设计用于在禁用时最小化电源电流。
图1显示了用于+5V规格和典型性能曲线的交流耦合+2增益配置。出于测试目的，输入阻抗设置为50Ω，电阻器接地。规范中报告的电压波动直接在输入和输出引脚处测量。对于图1中的电路，高频输出的总有效负载为150Ω| | 1500Ω。禁用管脚需要由低阻抗源驱动，例如CMOS逆变器。非逆变输入端的1.50kΩ电阻器提供共模偏置电压。它们的并联组合等于逆变输入（RF）处的直流电阻，使直流偏移最小化。
图2显示了用于+3V规格和典型性能曲线的直流耦合+2增益配置。出于测试目的，输入阻抗设置为50Ω，电阻器接地。虽然不是严格意义上的“轨对轨”设计，但这些部件非常接近，同时保持了出色的性能。它们将在70MHz带宽的单+3V电源上提供≈2.8Vp-p。输入电平的374Ω和2.26kΩ电阻器会改变VIN，以便在VIN=0时，VOUT在允许的输出电压范围内。有关驱动电容性负载的信息，请参见典型性能曲线。
单电源ADC转换器接口
首页显示了一个直流耦合，单电源ADC（模数转换器）驱动电路。许多系统现在都需要ADC及其驱动器的+3V供电能力。OPA635在这一苛刻的应用中提供了出色的性能。它的大输入和输出电压范围，低失真，支持转换器，如图中所示的ADS900。输入电平转换电路的设计使得VIN可以在0V和0.5V之间，同时为ADS900提供1V到2V的输出电压。OPA635和ADS900都具有相同极性的功率降低管脚，适用于需要节能的系统。
直流电平变换
图3显示了一个直流耦合的非逆变放大器，它将输入电平向上移动，以适应所需的输出电压范围。给定所需的信号增益（G），并且当VIN在其范围的中心时，需要将VOUT量上移（∆VOUT），以下方程式给出了产生所需性能的电阻值。首先将R4设置在200Ω和1.5kΩ之间。
其中
确保VIN和VOUT保持在指定的输入和输出电压范围内。
首页电路就是这种应用的一个很好的例子。当使用+3V电源时，它被设计为在0V和0.5V之间获取VIN，并在1V和2V之间产生VOUT。这意味着G=2.00，且∆VOUT=1.50V–G•0.25V=1.00V。插入上述方程（R4=750Ω）得到：NG=2.33，R1=375Ω，R2=2.25kΩ，R3=563Ω。电阻器被改为最接近的标准值。
降低峰值的非逆变放大器
图4显示了一个非反相放大器，它可以降低低增益时的峰值。电阻器RC补偿OPA634或OPA635以获得更高的噪声增益（NG），从而在不改变直流增益的情况下降低交流响应峰值（在G=+1时通常为5dB，无RC）。VIN必须是低阻抗源，例如运算放大器。电阻值较低，以减少噪音。同时使用RT和RF有助于最小化寄生阻抗的影响。
噪声增益可计算如下：
单位增益缓冲器可以通过选择RT=RF=20.0Ω和RC=40.2Ω（不要使用RG）来设计。噪声增益为2，因此其响应与G=+2的特征曲线相似。将RC减小到20.0Ω将使噪声增益增加到3，这通常提供平坦的频率响应，但带宽较小。
图1中的电路可以重新设计，通过将噪声增益增加到3来减少峰值。这是通过在运算放大器输入之间增加RC=2.55kΩ来实现的。
设计工具
示范板
有两块PC板可用于在三种封装样式中使用OPA634和OPA635来帮助对电路性能进行初步评估。这些都是免费的，作为一个不受欢迎的个人电脑板提供的描述性文件。这些电路板的汇总信息见表一。
操作建议
优化电阻值
由于OPA634和OPA635是电压反馈运算放大器，反馈和增益设置电阻器可使用范围广泛的电阻值。这些值的主要限制是通过动态范围（噪声和失真）和寄生电容来设置的。对于非反相单位增益跟随器应用，反馈连接应采用20Ω电阻器，而不是直接短路（参见图4，RG=∞）。这将隔离反向输入电容和输出引脚，并改善频率响应平坦度。当反馈电阻小于1.5kΩ时，附加的反馈电阻会降低1.5kΩ的网络性能。超过1.5kΩ时，反馈电阻上的典型寄生电容（约0.2pF）可能会导致放大器响应的非故意频带限制。
一个好的经验法则是将RF和RG的并联组合（图1）设定为小于约400Ω。组合阻抗RF | RG与逆变输入电容相互作用，在反馈网络中放置一个额外的极点，从而在正向中设置零回答。假设一个3pF寄生在反转节点上，保持射频RG<400Ω将使磁极保持在130MHz以上。就其本身而言，这个约束意味着反馈电阻RF可以在高增益下增加到几个kΩ。只要射频形成的磁极和平行出现的任何寄生电容不在感兴趣的频率范围内，这是可以接受的。
带宽与增益：非反转操作
随着信号增益的增加，电压反馈运放的闭环带宽逐渐减小。理论上，这种关系用规范中显示的增益带宽积（GBP）来描述。理想情况下，GBP除以非反转信号增益（也称为噪声增益，或NG）将预测闭环带宽。实际上，这只在相位裕度接近90°时成立，就像在高增益配置中一样。在低增益（增加反馈因子）时，大多数放大器将表现出较低相位裕度的复杂响应。对OPA634和OPA635进行了补偿，使其在非反相增益为2的情况下产生轻微峰值响应（图1）。这导致了150MHz的典型+2带宽增益，远远超过了用140MHz GBP除以2预测的增益。增加增益将使相位裕度接近90°，带宽更接近预测值（GBP/NG）。当增益为+10时，典型规范中显示的16MHz带宽接近使用简单公式和典型GBP预测的带宽。
与+5V电源相比，OPA634和OPA635在+3V单电源操作下显示出最小的带宽缩减。这是因为当电源引脚之间的总电源电压改变时，内部偏置控制电路保持几乎恒定的静态电流。
反转放大器操作
由于OPA634和OPA635是通用的宽带电压反馈运算放大器，所有熟悉的运算放大器应用电路都可供设计者使用。图5显示了一个典型的逆变配置，图1中的输入/输出阻抗和信号增益保留在逆变电路配置中。反转操作是一个更常见的要求，并提供了几个性能优势。反转结构显示出改进的转换速率和距离。它还允许输入偏向于VS/2，没有任何净空问题。输出电压可以独立地移动到输出电压范围内与耦合电容，或偏置调整电阻。
在反向配置中，必须注意三个关键的设计考虑因素。首先，增益电阻（RG）成为信号通道输入阻抗的一部分。如果需要输入阻抗匹配（每当信号通过电缆、双绞线、长PC板迹线或其他传输线导体耦合时，这是有益的），可以将RG设置为所需的终端值，并调整RF以获得所需的增益。这是最简单的方法，可以获得最佳的带宽和噪声性能。然而，在低反向增益时，所产生的反馈电阻值会对放大器输出产生重要的负载。对于2的反向增益，将RG设置为50Ω以进行输入匹配，无需RM，但需要100Ω反馈电阻器。这有一个有趣的优点，即对于50Ω源阻抗，噪声增益等于2，这与上述非逆变电路相同。但是，现在放大器输出将看到100Ω反馈电阻器与外部负载并联。通常，反馈电阻应限制在200Ω到1.5kΩ的范围内。在这种情况下，最好增加RF和RG值，如图5所示，然后用第三个电阻（RM）接地来实现输入匹配阻抗。总输入阻抗变成RG和RM的并联组合。
上一段提到的第二个主要考虑因素是信号源阻抗成为噪声增益方程的一部分，从而影响带宽。对于图5中的示例，RM值与外部50Ω源阻抗（在高频下）并行组合，产生50Ω| | 576Ω=26.8Ω的有效驱动阻抗。该阻抗与RG串联，用于计算噪声增益。图5的结果是2.87，而如果如上所述可以消除RM，则只有2.87。因此，图5中增益为-2的电路（NG=+2.87）的带宽将低于图1中增益为+2电路的带宽。
逆变放大器设计中的第三个重要考虑因素是在非逆变输入端（RT=750Ω的并联组合）设置偏置电流消除电阻器。如果将该电阻设置为从逆变节点向外看的总直流电阻，则由输入偏置电流引起的输出直流误差将减小为（输入偏移电流）乘以RF。当直流闭锁电容器与RG串联时，图5所示的反向模式下的直流电源阻抗仅为RF=750Ω。为了减少电阻和电源馈线引入的额外高频噪声，RT被一个电容器旁路。只要RT<400Ω，其噪声贡献就最小。作为最低要求，OPA634和OPA635需要一个50Ω的RT值来抑制寄生诱发的峰值-非反相输入上的直接对地短路会导致输入级出现非常高频率的不稳定。
输出电流和电压
OPA634和OPA635提供了出色的输出电压能力。在+25°C的空载条件下，输出电压与任一供电轨之间的波动通常小于140mV；保证的过温摆动在任一供电轨的300mV范围内（VS=+5V）。
最低规定的输出电压和电流规格通过最坏情况下的模拟设定在最冷的温度极限。只有在冷启动时，输出电流和电压才会降低到保证表中所示的数值。当输出晶体管提供功率时，它们的结温会升高，降低它们的VBE（增加可用输出电压摆幅）和增加电流增益（增加可用输出电流）。在稳态运行中，由于输出级结温将高于规定的最低工作环境温度，因此可用输出电压和电流将始终大于超温规范中所示的值。
为保持最大输出级线性度，不提供输出短路保护。这通常不会是个问题，因为大多数应用在输出端包括一个串联匹配电阻器，如果该电阻器的输出端对地短路，它将限制内部功耗。然而，在大多数情况下，将输出引脚直接短接到相邻的正极电源引脚（8引脚封装）上会损坏放大器。如果需要额外的短路保护，考虑电源线中的一个小串联电阻器。这将在重输出负载下，减小可用输出电压摆动。
驱动电容性负载
对运算放大器来说，最苛刻也是最常见的负载条件之一就是电容负载。通常，电容性负载是ADC的输入，包括额外的外部电容，这可能被推荐用于改善ADC的线性度。像OPA634和OPA635这样的高速、高开环增益放大器，当电容性负载直接施加在输出引脚上时，其稳定性和闭环响应峰值非常容易降低。当主要考虑的是频率响应平坦度、脉冲响应保真度和/或失真度时，最简单和最有效的解决方案是通过在放大器输出和电容性负载之间插入一个串联的隔离电阻，将电容性负载与反馈环隔离开。
典型的性能曲线显示了推荐的RS与电容性负载以及负载下产生的频率响应。大于2pF的寄生电容性负载会开始降低OPA634和OPA635的性能。很长的PC板轨迹、不匹配的电缆以及与多个设备的连接很容易超过此值。始终仔细考虑这种影响，并尽可能靠近输出引脚添加推荐的串联电阻器（见电路板布局指南部分）。
设置RS电阻器的标准是负载处的最大带宽、平坦频率响应。当增益为+2时，输出引脚处的频率响应在没有电容性负载的情况下已经稍微达到峰值，需要相对较高的RS值来平坦负载下的响应。增加噪声增益也会减少峰值（见图4）。
失真性能
OPA634和OPA635在150Ω负载下具有良好的失真性能。与其他解决方案相比，它在更轻的负载和/或在单+3V电源上运行提供了卓越的性能。一般来说，在基波信号达到非常高的频率或功率水平之前，二次谐波将主导失真，而三次谐波分量可以忽略不计。然后聚焦于二次谐波，增加负载阻抗直接改善失真。请记住，总负载包括反馈网络；在非反向配置（图1）中，这是RF+RG的总和，而在反向配置中，只需将RF与实际载荷。
噪声性能
高转换率，单位增益稳定，电压反馈运算放大器通常以较高的转换率为代价输入噪声电压。然而，OPA634和OPA635的5.6nV/√Hz输入电压噪声远低于同类放大器。输入参考电压噪声，两个输入参考电流噪声项（2.8pA/√Hz），在各种工作条件下都能提供低输出噪声。图6显示了包含所有噪声项的运算放大器噪声分析模型。在这个模型中，所有的噪声项都被认为是噪声电压或电流密度项，单位为nV/√Hz或pA/√Hz。
总输出斑点噪声电压可以计算为所有平方输出噪声电压贡献者和的平方根。方程1显示了使用图6中所示术语的输出噪声电压的一般形式：
将该表达式除以噪声增益（NG=（1+RF/RG））将得到非逆变输入处的等效输入参考点噪声电压，如等式2所示：
对图1所示电路和
元件值的这两个方程进行评估，将得到12.5nV/√Hz的总输出点噪声电压和6.3nV/√Hz的总等效输入点噪声电压。这包括由电阻器增加的噪声。这个总输入是指点噪声仅就运算放大器的电压噪声而言，电压不高于5.6nV/√Hz的规格。只要在每个运算放大器输入端出现的阻抗限制在先前建议的最大值400Ω，并且输入衰减很低，就会出现这种情况。
直流精度和偏移控制
宽带电压反馈运算放大器的平衡输入级允许在各种应用中获得良好的直流输出精度。与同类产品相比，OPA634和OPA635的电源电流微调提供了更严格的控制。尽管高速输入级确实需要相对较高的输入偏置电流（通常每个输入端子25μA），但是它们之间的紧密匹配可以是用于减小由该电流引起的输出直流误差。这是通过匹配出现在两个输入端的直流源电阻来实现的。使用最坏情况+25°C输入偏移电压和电流规格，评估图1的配置（其具有匹配的直流输入电阻），得出最坏情况下的输出偏移电压等于：（NG=直流条件下的非逆变信号增益）
通常需要微调输出偏移零点或直流工作点调整。在运算放大器电路中引入直流偏移控制有很多种技术。这些技术大多是基于直流电流反馈的。在选择偏移微调方法时，一个关键考虑因素是对期望信号路径频率响应的影响。如果信号路径是为了避免与信号源的相互作用，偏移控制最好作为一个反向求和信号应用。如果信号路径要反转，可以考虑对非反转输入应用偏移控制。通过比信号通路电阻大得多的电阻值将直流偏置电流引入逆变输入节点。这将确保调节电路对环路增益和频率响应的影响最小。
禁用操作
OPA635提供了一个禁用特性，可用于降低系统功率或实现简单的信道复用操作。要禁用，控制引脚必须断言为高。图7显示了禁用控制功能的简化内部电路。
在正常运行中，通过50kΩ电阻器向Q1提供基极电流。
禁用操作中的一个关键参数是切换到禁用模式时的输出故障。
DIS控制线的过渡边速率（dv/dt）将影响该故障。将一个简单的RC滤波器从高速逻辑线路添加到DIS管脚将减少故障。如果使用极快转换逻辑，1kΩ串联电阻器将仅使用DIS引脚上的寄生输入电容提供足够的带宽限制，同时仍然确保足够的逻辑电平摆动。
热分析
最大期望结温将设置允许的最大内部功耗，如下所述。在任何情况下，最高结温不得超过175℃。
工作结温度（TJ）由TA+PD•θJA给出是的，那个总内部功耗（PD）是静态功率（PDQ）和输出级（PDL）消耗的附加功率之和，以提供负载功率。静态功率就是指定的空载供电电流乘以整个部件的总供电电压。PDL将取决于所需的输出信号和负载，但对于连接到中间电源（VS/2）的电阻负载，当输出固定在等于VS/4或3VS/4的电压时，PDL将处于最大值。在此条件下，PDL=VS2/（16•RL），其中RL包括反馈网络负载。
注意，决定内部功耗的是输出级的功率，而不是负载。
作为最坏情况的例子，使用图1电路中的OPA635（SOT23-6封装）计算最大TJ，该电路在最高规定环境温度+85°C下运行，并在中等供电条件下驱动150Ω负载。
尽管这仍远低于规定的最高结温，但出于系统可靠性考虑，可能需要较低的保证结温。如果负载要求在高输出电压下将电流强制输入输出，或者在低输出电压下从输出端获得电流，则可能出现最高的内部损耗。这使得高电流通过输出晶体管中的一个大的内部电压降。
电路板布局指南
要获得最佳的性能与高频放大器，如OPA634和OPA635需要仔细注意板布局寄生和外部元件类型。优化性能的建议包括：
a）寄生电容最小化所有信号输入/输出引脚的任何交流接地。输出端和反向输入端上的寄生电容会导致不稳定：在非换向输入端，它会与源阻抗发生反应，导致无意的带宽限制。为了减少不必要的电容，信号I/O引脚周围的所有地面和电源平面上都应该打开一个窗口。否则，地面和动力飞机应该在其他地方保持完整。
b）缩短距离（<0.25”）从电源引脚到高频0.1μF去耦电容器。在设备引脚处，接地和电源平面布局不应靠近信号输入/输出引脚。避免狭窄的电源和接地痕迹，以尽量减少引脚和去耦电容器之间的电感。每个电源连接应始终与其中一个电容器断开连接。两个电源之间的可选电源去耦电容器（0.1μF）（用于双极操作）将改善2ndharmonic失真性能。主电源引脚上还应使用较大的（2.2μF至6.8μF）去耦电容器，在较低频率下有效。这些可以放置在离设备稍远的地方，并且可以在PC板的相同区域中的多个设备之间共享。
c）仔细选择和放置外部元件将保持高频性能。电阻器应为非常低的电抗类型。表面安装电阻工作最好，并允许更紧凑的整体布局。金属薄膜或碳成分轴向引线电阻器也能提供良好的高频性能。同样，保持他们的导线和PC板痕迹尽可能短。切勿在高频应用中使用线绕式电阻器。由于输出引脚和逆变输入引脚对寄生电容最为敏感，因此始终将反馈和串联输出电阻器（如有）尽可能靠近输出引脚。其他网络元件，如非反向输入端接电阻器，也应放置在靠近封装的地方。如果允许双面元件安装，将反馈电阻器直接放置在电路板另一侧的封装下方，位于输出和反向输入引脚之间。即使低寄生电容分流外部电阻，过高的电阻值也会产生显著的时间常数，从而降低性能。良好的轴向金属膜或表面安装电阻器与电阻器并联时大约有0.2pF。对于电阻值>1.5kΩ，该寄生电容会在500MHz以下增加一个极和/或零，从而影响电路运行。保持电阻值尽可能低，以符合负载驱动的考虑。典型性能规范中使用的750Ω反馈是设计的良好起点
d）与其他宽带设备的连接板上可采用短的直接迹线或通过板上传输线。下一步考虑电容性负载为集总负载。应使用相对较宽的迹线（50至100 mils），最好在其周围打开地面和动力飞机。估计总电容性负载，并根据典型性能曲线“推荐RS vs电容性负载”设置RS。低寄生电容性负载（<5pF）可能不需要RS，因为OPA634和OPA635名义上是补偿的，可以在2pF寄生负载下工作。当信号增益增加（增加空载相位裕度）时，如果需要较长的迹线，并且双端传输线固有的6dB信号损耗是可接受的，则允许无RS的更高寄生电容负载，使用微带线或带状线技术实现匹配阻抗传输线（请参阅微带线和带状线布局技术的ECL设计手册）。50Ω的环境通常不需要在船上，事实上，更高的阻抗环境将改善失真，如失真与负载图所示。在定义了特性电路板跟踪阻抗（基于电路板材料和迹线尺寸）的情况下，使用从OPA634和OPA635的输出到跟踪中的匹配串联电阻，以及在目标设备输入端使用端接分流电阻器。还要记住，终端阻抗将是并联电阻和目标设备输入阻抗的并联组合；应设置总有效阻抗以匹配跟踪阻抗。如果双端接传输线的6dB衰减不可接受，则长记录道只能在源端串联端接。在这种情况下，将轨迹视为电容性负载，并按照典型性能曲线“推荐的RS vs电容性负载”设置串联电阻值。这将无法保持信号完整性以及双端接线路。如果目的设备的输入阻抗较低，则由于串联输出形成的分压器进入终端阻抗，会有一些信号衰减。
e）不建议套接高速零件。插座引入的额外引线长度和管脚间电容会产生非常麻烦的寄生网络，几乎不可能实现平滑、稳定的频率响应。将OPA634和OPA635焊接到板上可获得最佳效果。如果需要DIP封装的插座，高频埋入式插销（如McKenzie Technology#710C）可以产生良好的效果。
输入和ESD保护
OPA634和OPA635是使用非常高速的互补双极工艺制造的。对于这些非常小的几何器件，内部结击穿电压相对较低。这些细分反映在绝对最大评级表中。所有的设备引脚都用内部的ESD保护二极管保护电源，如图8所示。
这些二极管提供适度的保护，以输入高于电源的过驱动电压。保护二极管通常可支持30mA连续电流。如果可能有更高的电流（例如，在带有±15V电源部件驱动至OPA634和OPA635的系统中），应在两个输入端添加限流串联电阻器。保持这些电阻值尽可能低，因为高值会降低噪声性能和频率响应。
