特征
用户编程增益1到10000；低增益误差：最大0.02%；低增益tc:5ppm/c（最大值）；低非线性：最大0.001%；低偏移电压：25 V；低噪声4nv/Hz（1khz）R
ti√；增益带宽产品：25兆赫；16铅陶瓷或塑料浸渍包装，；20终端LCC包；提供标准军用图纸；提供MLL标准零件；低成本。
产品描述
AD625是一种精密仪器放大器，专门设计用于实现两个主要应用领域：1）需要非标准增益的
电路（即AD524和AD624等设备不容易实现的增益）2）需要低成本、高精度软件可编程增益放大器的电路。
对于低噪声、高共模抑制比和低漂移，AD625JN是最具成本效益的仪器放大器解决方案另外三个电阻允许用户设置
1到10000。AD625JN的误差贡献小于0.05%的增益误差和5ppm/℃的增益TC；性能限制主要由外部电阻决定共模抑制与反馈电阻匹配无关。
软件可编程增益放大器（spga）可以通过添加cmos多路复用器（或其他开关网络）和合适的电阻网络来配置。由于开关的导通电阻从信号路径中移除，因此基于AD625的SPGA将提供12位精度，并且可以为1到10000之间的任何增益集编程，完全由用户选择增益阶数。
对于最高精度，AD625C提供了输入偏置电压漂移小于0.25 V /°C，输出偏移漂移低于15 V /°C，最大非线性为0.001%，在G＝1。所有等级都显示出优异的交流性能；25兆赫增益带宽产品、5伏/微秒的转换速率和15微秒的稳定时间。
AD625有三个精度等级（A、B、C）可用于工业（–40°C至+85°C）温度范围，两个等级（J、K）可用于商业（0°C至+70°C）温度范围，一个等级（S）可用于扩展（–55°C至+125°C）温度范围。
产品亮点
1、AD625为用户选择的固定增益提供高达16位的精度，从1到10000。此范围内的任何增益都可以由3个外部电阻编程。
2、可以使用ad625、cmos多路复用器和电阻网络来配置12位软件可编程增益放大器。与以往的仪器放大器设计不同，cmos开关的导通电阻不影响增益精度。
3、放大器电路的增益精度和增益温度系数主要取决于用户选择的外部电阻。
4、AD625为高精度应用提供完全独立的输入和输出抵消终端。这使得偏置电压在增益测距应用中的影响最小化。
5、AD625的专有设计在1 kHz时提供4 nV/√的输入电压。赫兹
6、保持高共模抑制不需要外部电阻匹配。
典型性能特征——AD625
操作理论
AD625是一款基于对传统三运放方法的改进的单片仪表放大器。单片结构和激光晶圆修整允许电路
元件的紧密匹配和跟踪。这保证了电路结构固有的高性能水平。
前置放大器部分（Q1–Q4）为A1和A2提供额外增益。A1和A2输出的反馈迫使Q1-Q4的集电极电流保持恒定，从而影响RG的输入电压这在a1和a2的输出端产生一个差分电压，该电压由增益（2rf/rg+1）乘以输入电压的差分部分给出。单位增益减法器a3从输出电压中去除任何共模信号，从而产生单端输出vout（参考管脚处的电势）。
rg值是输入前置放大器级跨导的决定因素。当rg减小以获得更大的增益时，跨导增大。这有三个重要的优势。首先，这种方法允许电路实现非常高的开环增益（编程增益≥500时为3×108），从而减少与增益相关的误差。其次，由c3、c4和输入跨导决定的增益带宽积随增益而增加，从而优化频率响应。第三，输入电压噪声降低到由输入晶体管的集电极电流（4nv/√）确定的值。
输入保护
差分输入放大器经常遇到超出其线性工作范围的输入电压当为AD625应用输入保护时，有两个考虑事项；1）连续输入电流必须限制在小于10毫安和2），输入电压不能超过一个以上的二极管下降（大约0.6伏@ 25°C）。
在差分过载条件下，（Rg + 100）串联在两个二极管滴（约1.2 V）之间的正负输入，在任一方向上。在没有外部保护和RG非常小（即40Ω）的情况下，AD625可以承受的最大过载电压大约为±2.5。图26A示出了在任何增益下在所有过载条件下保护AD625所必需的外部元件。
只有当遇到
电源范围以外的输入电压时，才需要电源的二极管。在差动电压较小的高增益应用中，如图26b所示，背托贝克齐纳二极管和较小的电阻器提供足够的保护。图26C示出低成本的FET，具有最大的300Ω的导通电阻，配置为提供对噪声的降噪最小的输入保护，（5.2 nV/^比4 nV/y的正常噪声性能）。
在差动过载条件下，过量电流将流过增益检测线（引脚2和15）。这对固定增益应用没有影响。然而，如果ad625正用于具有cmos多路复用器的spga应用中，则应考虑该电流。多路复用器的电流能力可能是允许溢出电流的限制因素。在计算必要的输入保护电阻时，开关的导通电阻应作为RG的一部分。
与AD625的输入串联的任何电阻器都会降低噪声性能。因此，如果增益都大于5，则应使用图26b中的电路。对于小于5的增益，可以使用图26a或图26c中的电路。图26a中的两个1.4 kΩ电阻器将使噪声性能降低到：
电阻可编程增益放大器
在电阻编程模式下（图27），只需要三个外部电阻来选择1到10000之间的任何增益。根据应用程序的不同，可以使用离散组件或预边界网络增益精度和增益tc主要由外部电阻决定，因为AD625C对增益误差的贡献小于0.02%，在5ppm/℃下增益tc。增益感应电流对共模电压不敏感，使得编程AD625的电阻器的共模抑制比与两个反馈电阻器RF的匹配无关。
选择电阻值
如前所述，每个rf向输入级提供反馈并设置单位增益跨导。这些反馈电阻由用户提供。对AD625进行测试，并指定射频值为20 kΩ。由于rto误差的大小随着反馈电阻的增加而增加，因此不建议使用远高于20 kΩ的值（rf低于10 kΩ的值可能会导致不稳定）。选择反馈电阻时，参考RTO噪声、偏移、漂移和带宽图（图28）。增益电阻（rg）由：
可用于设置一些公共增益的标准电阻器列表如表1所示。
对于单增益应用，只需要一个偏移零点调整；在这些情况下，应使用rti零点。
传感终端
感测终端是AD625输出放大器的反馈点。通常它直接连接到输出端。如果要通过长引线引出重负载电流，则通过引线电阻的电压降会导致误差。在这些情况下，传感终端可以连接到负载，从而使I×R下降到“环路内”，实际上消除了这个错误源。
通常，IC仪表放大器的额定输出电压为2 kΩ的全±10伏然而，在某些应用中，需要将更多的电流驱动到较重的负载中。图29显示了如何将高电流放大器连接到仪表放大器的“环路内”。通过使用外部功率提升电路，AD625所消耗的功率将保持在较低的水平，从而将自热引起的误差降至最低AD625输出放大器的环路增益降低了缓冲区的非线性、偏移和增益误差的影响。
参考端子
参考端子可用于将输出电压偏移高达±10 V。这在负载“浮动”或与系统其他部分不共用接地时非常有用。它还提供了一种直接注入精确偏移量的方法。但是，必须记住的是，总输出摆幅为±10伏，从地面开始，在信号和参考偏移之间共享。
AD625参考端子必须具有几乎为零的阻抗。任何显著的电阻，包括由pc布局或其他连接技术引起的电阻，都将增加非垂直信号路径的增益，从而打乱in-amp的共模抑制。也应避免传感器和参考线中产生的意外热电偶连接，因为它们将直接影响输出偏置电压和输出偏置电压漂移。
在AD625中，参考源电阻将使CMR微调不平衡10 kΩ/rref的比率。例如，如果参考源阻抗为1Ω，则cmr将减小到80 db（10 kΩ/1Ω=80 db）。可使用运算放大器提供低阻抗参考点，如图30所示。该放大器的输入偏置电压特性将直接增加仪表放大器的输出偏置电压性能。
图30的电路还显示了在双极模式下工作并连接到参考终端以提供软件可控偏移调整的CMOS DAC总偏移范围等于±（vref/2×r5/r4），但要对称，大约为0 v r3=2×r4。
每比特的偏移量等于总偏移量范围除以2n，其中n=dac的比特数。图30的偏移范围为±120 mV，偏移量以0.9375 mV/LSB的步进递增。
利用图31所示的感测和参考端子，可将仪表放大器转换为电压-电流转换器。
通过在电流设定电阻器的“低”侧建立基准，输出电流可以定义为输入电压、增益和该电阻器的值的函数。由于在缓冲器放大器a1的输入端只需要很小的电流，因此强制电流il将在很大程度上流过负载。必须在输入放大器的输出偏移和漂移规格中添加A2的偏移和漂移规格。
输入输出偏置电压
偏移电压规格通常被认为是仪表放大器的一个优点。虽然初始偏移可以调整为零，但由于温度变化引起的偏移电压的移动将导致误差智能系统通常可以通过自动调零周期来校正这个因素，但这需要额外的电路。
偏置电压和偏置电压漂移各有两个分量：输入和输出。输入偏移量是在输入阶段生成的偏移量的组成部分。在输出端测量时，它与增益成正比，即在G=100时的输出端测量的输入偏移量比在G=1时的测量值大100倍。输出偏移在输出端生成，并且对于所有增益都是恒定的。
输入偏移和漂移与增益相乘，而输出项与增益无关，因此，输入误差在高增益时占主导地位，而输出误差在低增益时占主导地位。输出偏移电压（和漂移）通常指定为g=1（输入效应不显著），而输入偏移（和漂移）在高增益下给出（输出效应可忽略不计）。所有与输入相关的参数都被指定为输入（rti），即对输出的影响是“g”的倍。偏移电压对电源也被指定为rti误差。
通过分离这些误差，可以独立于增益来计算总误差。对于给定的增益，这两个误差可以通过以下公式进行组合，得出输入（rti）或输出（rto）的总误差：
总误差rti=输入误差+（输出误差/增益）
总误差rto=（增益×输入误差）+输出误差
AD625提供输入和输出偏置电压调整。这简化了在非常高精度应用中的零位，并最小化了开关增益应用中的偏移电压效应。在这种应用中，首先在最高编程增益下调整输入偏移，然后在g＝1时调整输出偏移。如果只需要一个空值，则应使用输入偏移量空值。仅使用输入偏移零点时的最大附加漂移为0.9微伏/摄氏度，rto。
共模抑制
共模抑制是测量当两个输入的变化量相等时输出电压的变化。这些规范通常针对全范围输入电压变化和指定的电源不平衡给出。
在仪表放大器中，共模抑制的降低是由于分布杂散电容的差异引起的相位差引起的。在许多应用中，屏蔽电缆被用来减少噪音。这种技术可以创造共模抑制错误，除非屏蔽被正确驱动。图32和33显示了有源数据保护装置，其被配置为通过“自举”输入电缆的电容来改善交流共模抑制，从而最小化差分相移。
接地
为了将低电平模拟信号与有噪声的数字环境隔离开来，许多数据采集部件都有两个或多个接地引脚。这些理由最终必须在某一点上联系在一起。使用单一接地线是很方便的，但是，通过接地线的电流和pc机运行的电路卡可能会导致数百毫伏的误差因此，应提供单独的接地回路，以尽量减少从敏感点到系统接地的电流（见图34）。由于AD625的输出电压是相对于参考端子上的电位而产生的，所以它可以解决许多接地问题。
偏置电流接地回路
输入偏置电流是使直流放大器的输入晶体管偏置所必需的电流。这些电流必须有一个直接的返回路径，否则它们会对外部电容充电，导致输出漂移不可控制或饱和因此，当放大“浮动”输入源（如变压器或交流耦合源）时，如图35所示，必须有从每个输入到接地的直流路径。
自动调零电路
在许多应用中，必须保持高精度。在室温下，使用偏移修剪器可以消除偏移效果但是，在工作温度范围内，偏移零位成为一个问题。对于这些应用，图36中的自动调零电路提供了硬件解决方案。
其他注意事项
在设计超低漂移直流放大器时，热电偶引起的失调是一个比较容易被忽略的问题在由两个不同导体（即铜、可伐）组成的电路中，当两个结处于不同温度时，电流流动。当电路断开时，可以测量称为“Seebeck”或热电偶EMF的电压。标准ic铅材料（kovar）和铜形成具有高热电势（约35μv°c）的热电偶。这意味着必须注意确保所有连接（尤其是AD625输入电路中的连接）保持恒温。这包括输入引线（1，16）和增益检测线（2，15）。选择这些管脚是为了对称，有助于降低输入电路对热梯度的敏感度。此外，用户还应避免电路上的气流，因为气流会缓慢波动热电偶电压将出现“闪烁”噪声。在spga应用中，继电器触点和cmos mux引线都是附加热电偶误差的潜在来源。
输入晶体管的基极发射极结可以校正带外信号（即射频干扰）。当放大小信号时，这些整流电压起到很小的直流偏移误差的作用ad625允许直接访问输入晶体管的基座和发射器，使用户能够对这些不需要的信号应用一些一阶滤波。在图37中，应为干扰信号的期望衰减选择RC时间常数在电阻式传感器的情况下，仅对传感器内阻工作的电容就足够了。
这些电容也可以作为外部输入保护电路的一部分（见输入保护部分）作为一般惯例，应尽一切努力匹配引脚15和2以及引脚1和16处的外部电容，以保持高交流CMR。
软件可编程增益放大器
SPGA提供从数字输入外部编程精度增益的能力。历史上，需要增益
电子开关的系统中的问题是多路复用器的导通电阻（ron），它与增益设置电阻rg串联出现。这会导致较大的增益误差和增益漂移AD625通过提供增益驱动和增益感应管脚（管脚2、15、5、12；见图39）消除了这个问题因此，多路复用器的导通电阻从信号电流路径中移除。这将导通电阻误差转换为一个小的可调零偏移误差为了阐明这一点，在表II中根据图39所示的SPGA配置执行了错误预算分析。
图38显示了基于AD625的SPGA，可能的增益为1、4、16、64。rg等于ad625的增益检测线（引脚2和15）之间的电阻。在图38中，RG等于两个975Ω电阻器和650Ω电阻器或2600Ω电阻器的总和rf等于增益感应和增益驱动引脚（引脚12和15，或引脚2和5）之间的电阻，即rf等于15.6 kΩ电阻加上3.9 kΩ电阻，或19.5 kΩ。因此，收益等于：
当差分复用器的开关同步进行时，rg和rf改变，从而产生各种编程增益设置。
图39显示了一个完整的SPGA以0 V–10 V的输入范围为12位DAS供电。该配置用于表二所示的误差预算分析用于RTI计算的增益设置为16当增益改变时，多路复用器的导通电阻和反馈电阻将改变，这将稍微改变表中的值。
笔记
1、用于此计算的电阻是用户提供的反馈电阻（rf）。建议值为20 kΩ（见电阻可编程增益放大器一节）。
2、漏电流（Is和Iout）将引起偏移电压，然而，偏移量将由差分复用器的每个“一半”的漏电流之间的差来确定。差动泄漏电流乘以反馈电阻（见注1），以确定偏移电压。由于差动泄漏电流不是多路复用器数据表中指定的参数，因此表II中的计算使用了最大差异（一个最正，一个最负）典型的表现会更好。
复接器的导通电阻和内部电容会影响频率响应和稳定度。图40显示了沉降时间vs。基于AD625的SPGA在不同增益设置下的导通电阻。使用继电器可以减小开关电阻和漏电流误差。
确定SPGA电阻网络值
增益网络中的各个电阻可以使用下面给出的公式依次计算。方程式确定了如图41所示的电阻。因此，反馈电阻和增益设置电阻是相互作用的；公式必须是当前项依赖于前一项的级数。公式：
可用于计算任何一组增益所需的反馈电阻。这个公式得到一个总电阻为40kΩ的网络。虚拟变量（j）用作计数器，以保持前面反馈电阻器的总运行量。为了说明如何应用该公式，下面将研究与图38中用于电阻网络的计算类似的示例。
1）、单位增益作为单独的情况处理。它由单独的20 kΩ反馈电阻实现，如图41所示然后在进一步的计算中忽略它。
2）、在进行任何计算之前，建议绘制类似于图41中网络的电阻网络。网络将有（2×m）+1个电阻，其中m=增益数。因此，对于图38 m=3（4、16、64），电阻串将有七个电阻（加上两个20 kΩ“侧”电阻以获得单位增益）。
4）、最后确定中心电阻（最高增益设置的rg）。其值是40 kΩ串的剩余电阻，可通过以下公式计算：
5）、如果需要不同的电阻值，网络中的所有电阻都可以通过一些方便的因素进行缩放。然而，提高阻抗会增加RTO误差，将总网络电阻降低到20kΩ以下会导致放大器不稳定数据表的RPGA部分提供了有关这种现象的更多信息。比例因子不会影响单位增益反馈电阻图38中的电阻网络的标度因数为650/625=1.04，如果此因数用于rf1、rf2、rf3和rg，则电阻值将完全匹配。
6）、舍入误差可以累积，因此，建议在计算所有数值之前，尽可能多地携带有效数字。
