特点和优点
▪ N沟道MOSFET全桥大电流栅驱动
▪ 高压侧或低压侧脉宽调制开关
▪ 低
电源电压运行的电荷泵
▪ 100%脉冲宽度调制的加满充电泵
▪ 死区时间可调的交叉传导保护
▪ 5.5至50 V电源电压范围
▪ 集成5V调节器
▪ 诊断输出
▪ 低电流睡眠模式
说明
A3941是一个全桥控制器，用于外部N通道功率mosfet，是专为汽车应用与大功率电感负载，如刷直流电机。
一个独特的电荷泵调节器提供完整的（》10V）栅极驱动，电池电压低至7V，并允许A3941在降低栅极驱动的情况下运行，低至5.5V。
自举电容器用于提供N通道mosfet所需的上述电池供电电压。高压侧驱动的内部充油泵允许直流（100%占空比）工作。
全桥可以驱动在快或慢衰减模式下使用二极管或同步整流。在慢衰减模式下，电流再循环可以通过高侧或低侧FET。功率场效应晶体管通过电阻可调的死区时间来防止击穿。
集成诊断提供欠压、超温和电源桥故障指示，并可配置为在大多数短路条件下保护功率mosfet。
A3941采用28针TSSOP电源包供电，带有外露的热垫（后缀LP）。此包装不含铅，100%哑光镀锡引线框架。
功能框图
时序图
功能描述
A3941是一个全桥MOSFET驱动器（前置驱动器），需要一个7到50伏的单一无调节电源。它包括一个集成的5伏逻辑电源调节器。
四个大电流栅极驱动器能够驱动广泛的N通道功率mosfet，并配置为两个高侧驱动器和两个低侧驱动器。A3941提供了所有必要的
电路，以确保高压侧和低压侧外部FET的栅极源电压在电源电压低于7 V时均高于10 V。对于极端的电池压降条件，在电源电压低于5.5 V但栅极驱动电压降低的情况下，可保证正常工作。
A3941可以由一个
单片机的单脉冲宽度调制输入驱动，并且可以配置为快速或慢速衰减。快速衰减可提供四象限电机控制，而慢速衰减适用于两象限电机控制或简单电感负载。在慢衰变中，电流再循环可以通过高侧或低侧mosfet。无论哪种情况，同步整流都可以提高电桥效率。外部电桥中的交叉传导（穿透）可通过可调死区时间来避免。
低功耗睡眠模式允许A3941、电源桥和负载保持与车辆蓄电池电源的连接，而无需额外的电源开关。
A3941包括许多针对欠压、超温和电源桥故障的保护功能。故障状态使设备或外部控制器能够响应，具体取决于故障条件和逻辑设置。提供两个故障标志输出FF1和FF2，用于向外部控制器发送检测到的故障信号。
电源
需要通过反向电压保护电路将单个电源连接到VBB引脚。电源应与连接在VBB和接地引脚附近的陶瓷电容器分离。
A3941在规定的参数范围内工作，VBB电源从7伏到50伏，电源电压降到5.5伏，工作正常。这为在恶劣的汽车环境中使用提供了一个非常坚固的解决方案。
V5引脚外部上拉电阻器的5V低电流电源由集成的5V调节器提供。这个调节器也被内部逻辑电路使用，并且必须在V5引脚和GND之间通过至少100 nF的电容器断开。当复位保持在低位时，5 V调节器被禁用。
门驱动器
A3941设计用于驱动外部低导通电阻、功率N通道mosfet。它提供了快速充放电外部FET栅电容所需的大瞬态电流，以减少开关过程中外部FET的损耗。充电和放电速率可以通过与FET栅极串联的外部电阻来控制。
栅极驱动电压调节栅极驱动器由一个内部调节器供电，该调节器限制驱动器的供电，从而限制最大栅极电压。当VBB电源大于16v时，调节器是一个简单的线性调节器。低于16V时，稳压电源由电荷泵升压转换器维持，该转换器需要在CP1和CP2引脚之间连接一个泵电容器。该电容器的最小值必须为220 nF，通常为470 nF。
可在VREG引脚上获得标称为13 V的调节电压。必须将足够大的存储电容器连接到此管脚，以向低端驱动器和引导电容器提供瞬态充电电流。
加满充油泵每个阶段都提供一个额外的加满充电泵。充电泵允许高压侧驱动器无限期地保持外部FET上的栅极电压，如果需要，确保所谓的100%脉宽调制。这是一个小电流涓流电荷泵，只有在高侧场效应管被信号打开后才能工作。浮动高边栅极驱动需要一个小的偏置电流（《20μa）来保持高电平输出。如果没有自上而下的电荷泵，这种偏置电流将通过Cx引脚从自举电容器中引出。电荷泵提供足够的电流，以确保引导电压，从而门源电压保持在必要的水平。
注意，高边栅极的初始通电所需的电荷始终由自举电容器提供。如果自举电容器被放电，顶部的电荷泵将不能提供足够的电流，使场效应管打开。
在某些应用中，在电桥中每个场效应管的栅极和源极之间增加了一个安全电阻器。当高侧场效应管保持在导通状态时，通过相关高侧栅极源电阻器（RGSH）的电流由高侧驱动器提供，因此在顶部电荷泵上显示为静态电阻负载。在电气特性表中显示了顶部电荷泵能够提供电流的最小RGSH值。
GLA和GLB针这些是外部N通道mosfet的低端栅极驱动输出。栅极驱动输出和栅极到场效应管的连接（尽可能接近场效应管）之间的外部电阻可用于控制栅极处看到的转换速率，从而提供对SA和SB输出的di/dt和dv/dt的一些控制。GLx走高打开驱动器的上半部分，向外部电源桥中的低端FET的栅极提供电流，并将其打开。GLx变低会打开驱动器的下半部分，从外部FET栅极电路向LSS引脚注入电流，从而关闭FET。
SA和SB引脚直接连接到电机上，这些端子感应负载上的电压。这些端子还连接到自举电容器的负极，是浮动高端驱动器的负极电源连接。来自高侧FET栅极电容的放电电流流过这些连接，这些连接应该具有到FET电桥的低阻抗电路连接。
GHA和GHB引脚这些终端是外部N通道FET的高端栅极驱动输出。栅极驱动输出和栅极到场效应管的连接（尽可能接近场效应管）之间的外部电阻可用于控制栅极处看到的转换速率，从而控制SA和SB输出的di/dt和dv/dt。GHx的高通使驱动器的上半部分通电，向外部电机驱动桥中高侧FET的栅极提供电流，使其通电。GHx变低会打开驱动器的下半部分，从外部FET栅极电路向相应的Sx引脚注入电流，从而关闭FET。
CA和CB引脚这些是自举电容器的高压侧连接，是高压侧栅极驱动器的正电源。当相关输出Sx端子低时，自举电容器充电到大约VREG。当Sx输出振荡高时，bootstrap电容器上的电荷导致相应Cx端子上的电压随输出升高，以提供高侧fet所需的升压栅极电压。
LSS引脚这是场效应管栅极电容放电的低侧返回路径。它应该通过一个独立的低阻抗连接直接连接到低侧外部FET的公共源。
RDEAD引脚该引脚控制FET开关过程中死区时间的内部产生。
•当RDEAD和AGND之间连接的电阻大于3 kΩ时，栅极驱动电路会阻止交叉传导，这会在关闭一个FET和打开互补FET之间引入死区时间tDEAD。死区时间由RDEAD和AGND引脚之间连接的电阻值得出。
•当RDEAD直接连接到V5时，栅极驱动电路可防止交叉传导。在这种情况下，tDEAD默认值为6μs（典型值）。
逻辑控制输入
四个低压电平数字输入为栅极驱动器提供控制。这些逻辑输入均具有500 mV的标称滞后，以提高噪声性能。它们一起用于提供高侧或低侧再循环的快速衰减或缓慢衰减。它们还提供表1和表2中定义的制动、滑行和睡眠模式。
PWMH和PWML引脚这些输入可以用来控制电桥中的电流。PWMH提供高侧斩波，PWML提供低侧斩波。当一起使用时，它们以快速衰减模式控制电源桥。表2中提供了脉宽调制选项。
•设置PWMH low关闭激活的高端驱动器。这提供了高侧斩波慢衰减脉宽调制。
•设置PWML低关闭激活的低端驱动器。这提供了低侧斩波慢衰减脉宽调制。
•PWMH和PWML也可以连接在一起，并由单个PWM信号驱动。这提供了快速衰减的脉宽调制。
相位管脚相位引脚的状态决定了负载电流的正方向（见表1）。当需要全四象限控制（快速衰减同步整流）时，相位引脚也可以用作PWM输入（见表2）。
SR销这将启用或禁用同步校正。当SR高时，启用同步整流。当出现pwmof相时（PWMH和PWML中的一个或两个都低管脚），同步整流打开的MOSFET是互补的一个关闭。这确保电流通过低电阻MOSFET而不是二极管。
当SR低时，同步整流被禁用。在这种情况下，会出现更少的MOSFET开关周期，从而减少A3941中的损耗。然而，负载电流通过功率mosfet的高阻体二极管循环，在功率桥中造成更大的功耗。
复位引脚这是一个激活的低输入，激活时允许A3941进入睡眠模式。当复位保持在低位时，调节器和所有内部电路被禁用，A3941进入休眠模式。在完全进入睡眠模式之前，调节器去耦和存储电容器放电时存在短延迟。这通常需要几毫秒，具体取决于应用程序条件和组件值。
在休眠模式下，VBB电源的电流消耗降至最低水平。此外，锁定的故障和相应的故障标志被清除。当A3941脱离休眠模式时，保护逻辑确保栅极驱动输出关闭，直到充油泵达到其正确工作状态。在标称条件下，充油泵在约3 ms内稳定。
重置也可用于在不进入睡眠模式的情况下清除锁定的故障标志。为此，将复位低保持小于复位脉冲时间tRES。这将清除任何禁用输出的锁定故障，如短路检测或引导电容器欠压。
请注意，A3941可以配置为在没有任何外部逻辑输入的情况下启动。为此，请通过外部电阻器将复位销拉到VBB。电阻值应在20到33 kΩ之间。
滑行和制动状态
把电力桥置于海岸状态，这就是所有的电力桥关闭mosfet时，两个PWM输入（PWMH和PWML）必须保持低电平，同时SR必须保持低电平。这迫使所有的门驱动器输出低。
制动是通过强迫动力桥在负载上施加短路来实现的，允许负载的反电动势产生制动力矩。
使用PWMH、PWML和SR上的输入组合可以实现几种制动状态。例如，保持PWML和SR高，而PWMH低，则打开两个低侧fet以缩短负载。短路路径始终存在，并在电机旋转的两个方向上提供制动。另一个例子是保持SR低，当PWML高而PWMH低时，使只有一个低侧FET激活，并且制动电流流过相对低侧FET的体二极管。这只向一个方向提供制动，因为如果电机反转，二极管不允许制动电流流动。此外，通过交换PWMH和PWML，制动电流可以在高压侧开关周围循环。
诊断
A3941集成了若干诊断功能，以提供故障状态指示，并在需要时采取措施防止永久性损坏。除了系统范围的故障，如欠压和超温，A3941集成了每个外部FET的单个漏源监控器，以提供短路检测。
诊断管理管脚
VDSTH别针通过测量每个有源FET的漏源电压VDS，并将其与施加在VDSTH输入端的阈值电压VDSTH进行比较，确定外部FET上的故障。为了避免在切换瞬变过程中错误的故障检测，比较被内部消隐定时器延迟。如果施加到VDSTH引脚的电压大于禁用阈值电压VDSDIS，则禁用FET短路检测。
VDRAIN引脚这是一个来自外部FET电桥顶部的低电流感应输入。该输入允许精确测量高压侧FET漏极处的电压。它应该直接连接到电源正极连接点处的电源桥FET的排水管的公共连接点。VDRAIN引脚的输入电流与VDSTH引脚上的电压成正比，可近似为：
其中IVDRAIN是进入vdstrain引脚的电流，单位为μA，VDSTH是VDSTH引脚上的电压，单位为V。
FF1和FF2引脚这些是开路漏极输出故障标志，通过其状态指示故障条件，如表3所示。
如果同时检测到两个或多个故障，则故障标志的状态将由所有检测到的故障的标志状态的逻辑或确定。
故障状态
超温如果接头温度超过超温阈值（通常为165°C），A3941将进入超温故障状态，FF1将变高。只有当温度降至TJF–TJFhys规定的恢复水平以下时，才会清除超温故障状态和FF1。
不会禁用任何电路。外部控制电路必须采取措施以某种方式限制功耗，以防止对A3941芯片的过热损坏和不可预知的设备操作。
VREG欠压VREG提供低压侧栅极驱动器和自举充电电流。在启用任何输出之前，确保电压足够高是至关重要的。如果VREG、VREG处的电压低于下降的VREG欠压锁定阈值VREGUVoff，则A3941将进入VREG欠压故障状态。在此故障状态下，FF1和FF2都将处于高电平，并且输出将被禁用。当VREG上升到高于VREG欠压锁定阈值VREGUVon时，VREG欠压故障状态和故障标志将被清除。
VREG欠压监测电路在通电期间处于激活状态，并且A3941保持在VREG欠压故障状态，直到VREG大于上升的VREG欠压锁定阈值VREGUVon。
自举电容器欠压A3941监控单个自举电容器的电压，以确保它们有足够的电荷为高端驱动器提供电流脉冲。在打开高压侧驱动器之前，相关引导电容器上的电压必须高于打开电压限制。如果不是这种情况，那么A3941将通过激活互补的低端驱动器来启动引导充电循环。在正常情况下，这将在几微秒内使引导电容充电到高于开启电压，然后将启用高端驱动器。
当高压侧驱动器激活时，引导电压监视器保持激活状态，如果电压低于关闭电压，则启动充电循环。
在这两种情况下，如果存在阻止引导电容器充电的故障，则充电周期将超时，故障标志（指示欠压）将被设置，并且输出将被禁用。引导欠压故障状态保持锁定，直到重置设置为低。
V5欠压V5的逻辑电源调节器电压输出受到监控，以确保正确的逻辑操作。如果V5、V5处的电压降到下降的V5欠压锁定阈值V5UVoff以下，则A3941将进入V5欠压故障状态。在此故障状态下，FF1和FF2都将处于高电平，并且输出将被禁用。此外，由于不能保证报告的其他故障的状态，所有故障状态和故障标志都被重置，并被对应于V5欠压故障状态的故障标志替换。例如，V5欠压将重置现有短路故障条件，并用V5欠压故障替换。当V5上升到V5UVoff+5UVhys定义的上升V5欠压锁定阈值以上时，V5欠压故障状态和故障标志将被清除。
V5欠压监测电路在通电期间激活，A3941保持在V5欠压故障状态，直到V5大于上升的VREG欠压锁定阈值，V5UVoff5UVhys。
短故障操作通过监测每个有源FET的漏源电压VDS，并将其与VDSTH引脚的故障阈值电压进行比较，确定功率桥中的短路。由于功率mosfet需要有限的时间才能达到额定导通电阻，测量的漏源电压将显示为相位开关故障。为了避免这种假短故障检测，在两种情况下忽略比较器的输出：
▪ 当外部FET关闭时
▪ 直到这段时间结束，称为故障空白时间，在FET开启之后。
当FET导通时，如果漏源电压在故障空白时间后的任何时候超过VDSTH引脚的电压，则将检测到短路故障。此故障将被锁定，FET将被禁用，直到复位。
在不需要短时间检测的应用中，可以通过将VDSTH连接到V5或通过施加大于禁用阈值电压VDSDIS的电压来禁用此功能。这将完全禁用VDS监视器电路，防止通过故障标志检测短路故障和任何短路故障指示。在这种情况下，外部FET将不受A3941的保护。
供不应求当VDSTH小于禁用阈值电压时，通过使用适当的Sx引脚和LSS引脚监测每相低压侧fet上的电压，可以检测到从任何电机相连接到电池或VBB连接的短路。该漏源电压VDS与VDSTH引脚上的电压连续比较。
如果场效应管没有激活，则忽略此比较的结果。在FET开启后的一个故障空白时间间隔内，也会忽略该故障。如果比较器不被忽略，它的输出表明VDS超过了VDSTH引脚的电压，那么FF2将是高的。
对地短路当VDSTH小于禁用阈值电压时，vdsdi通过使用适当的Sx管脚和VDRAIN处的电压监测每相高压侧fet上的电压来检测从任何电机相连接到接地的短路。该漏源电压VDS与VDSTH引脚上的电压连续比较。如果场效应管没有激活，则忽略此比较的结果。在FET开启后的一个故障空白时间间隔内，也会忽略该故障。如果比较器不被忽略，其输出指示VDS超过VDSTH引脚的电压，FF2将是高的。
短路负载对地短路和对电源短路监视器电路也会检测到电机相绕组短路。在大多数情况下，短路绕组将由同时检测到的高压侧和低压侧故障指示。在某些情况下，相对阻抗可能只允许检测一个短路。
应用程序信息
基于PWM控制的电桥管理
A3941提供两个PWM控制信号、电流方向的相位控制以及启用或禁用同步整流的能力。这允许实现各种各样的全桥控制方案。六种基本方案如表2所示，并在下文中作进一步说明。
缓慢衰变慢衰减是最简单和最常见的控制配置。图1A显示了当向PWMH施加一个PWM信号时，在PWML和相位绑定高和SR低的情况下，电桥和负载电流的路径。
在这种情况下，高压侧mosfet在电流衰减时间（PWM关闭时间）内关闭，负载电流通过低压侧mosfet再循环。这通常被称为高压侧斩波或高压侧脉宽调制。循环电流流过低压侧MOSFET的体二极管，这是对高压侧MOSFET被关断的补充。通过在PWM关断期间打开互补mosfet来缩短反向二极管并提供同步整流，可以提高效率。如图1B所示，将SR取高很容易实现。
通过将PWM信号应用于PWML管脚而不是PWMH管脚，低压侧MOSFET在PWM关闭时间内关闭，负载电流通过高压侧MOSFET循环，如图1C所示。
在所示的三种慢衰减配置中，只需对相引脚施加一个低电平，就可以反转负载中平均电流的方向。参考表2中的慢衰减条目，当相位较高时，平均电流从A相连接（SA）流向B相连接（SB）。当相位低时，方向是从B到A。
快衰变虽然对于大多数简单的控制系统来说，慢衰减通常能提供对负载电流的充分控制，但是电流控制的稳定性可能会受到负载反电势等因素的影响。在这些情况下，通常执行器定位或伺服控制系统，可能需要使用快速衰减来提供对负载电流的连续控制。A3941可以配置为使用二极管再循环或同步整流提供快速衰减。
通过应用
同时向两个脉冲宽度调制输入端（PWMH和PWML）发送脉冲宽度调制信号，同时禁用SR（图2A）。因为电流的循环是通过mosfet的体二极管，所以平均负载电流不能为负，所以对于慢衰减来说方案中，相位输入仍然需要反向负载电流。
虽然快速衰减二极管整流提供了比慢衰减方案更高的电流控制程度，但它仍然可能无法为需要全四象限控制的伺服系统提供足够的控制。这只可能使用快速衰减和同步整流。通过对相位输入应用PWM信号，并保持PWMH、PWML和SR高（图2B），负载电流可以通过单个PWM信号在两个方向上控制。由于处于电桥状态的四个mosfet都发生了变化，所以电源可以直接施加到任意方向的负载上。其效果是：当PWM占空比小于50%时，平均电流从B流向A；当大于50%时，平均电流从A流向B；当大于50%时，平均电流为零。这使得负载电流不受任何反电动势电压的影响，例如由旋转电机产生的反电动势电压，并且有效地允许施加的转矩在任一方向上与电机一起工作或与电机相反。
同步整流同步整流用于降低外部mosfet的功耗。如上所述，可以指示A3941在负载电流再循环脉冲宽度调制关闭循环期间打开相应的低压侧和高压侧驱动器。在衰减时间内，同步整流允许电流流过选定的MOSFET，而不是流过源漏体二极管。循环功率mosfet的体二极管将仅在每个PWM转换发生的死区期间导通。
Dead
time
为了防止功率场效应管桥的任何相位中的交叉传导（穿透），必须在高侧或低侧关断和下一个互补开断事件之间具有死区延时tDEAD。当任何互补的高边和低边fet对同时被切换时（例如，当使用同步整流时或在自举电容器充电循环后），会发生交叉传导电位。在A3941中，两个相位的死区时间由一个死区时间电阻器RDEAD在RDEAD和AGND引脚之间设置。
对于介于3 kΩ和240 kΩ之间的RDEAD值，在25°C时，tDEAD的标称值（单位：ns）可近似为：
其中RDEAD是kΩ。RDEAD值在6到60 kΩ之间时，获得了最大的精度，如图3所示。
IDEAD电流可通过以下方式估算：
通过将RDEAD引脚直接连接到V5引脚，可以设置最大死区时间，通常为6μs。
功率场效应管和外串联栅极电阻的选择决定了死区电阻RDEAD的选择。死区时间应足够长，以确保在互补场效应管开始导电之前，一个相中的一个场效应管已经停止导电。这还应考虑到A3941内部驱动器的FET栅极电容、串联栅极电阻和导通电阻的公差和变化。
只有当一个FET的on命令出现在其互补FET的off命令之后的tDEAD内时，才会出现死区时间。在相位驱动的一侧永久关闭的情况下，例如使用具有缓慢衰减的二极管整流时，则不会出现死区时间。在这种情况下，在相应的相位输入变高后，栅极驱动器将在指定的传播延迟内打开。（请参阅门驱动正时图。）
故障空白时间
为了避免错误的短路故障检测，当任何场效应晶体管关闭时以及在其打开后的一段时间内，都会忽略来自VDS监视器的输出。这段时间是故障空白时间。它的长度是死区时间tDEAD加上一个额外的时间段来补偿VDS监视器中的延迟。这个额外的延迟通常是300到600纳秒。
制动
A3941可以通过强制所有低压侧FET开启和高压侧FET关闭（SR=1，PWMH=0，PWML=1）或相反地强制所有低压侧FET关闭和高压侧FET开启（SR=1，PWMH=1，PWML=0）来执行动态制动。这有效地短路了电机的反电动势，产生了一个断开扭矩。
制动时，负载电流可近似为：
其中VBEMF是电机产生的电压，RL是相绕组的电阻。
制动时必须小心，以确保不超过功率FET的最大额定值。动态制动相当于同步整流的慢衰减。
自举电容器的选择
必须正确选择引导电容器CBOOTx，以确保A3941正常运行。如果电容太高，充电电容会浪费时间，从而限制最大占空比和脉宽调制频率。如果电容太低，在电荷从CBOOTx转移到FET栅极时，由于电荷共享，会有很大的电压降。
为了保持这个电压降很小，自举电容器QBOOT中的电荷应该比FET的栅极QGATE所需的电荷大得多。系数20是一个合理值，可以使用以下公式计算CBOOT的值：
因此：
其中VBOOT是引导电容器上的电压。
当FET开启时，引导电容器上的电压降∏V可近似为：
所以，对于20的因子，∏V大约是VBOOT的5%。
在正常工作条件下，自举电容器的最大电压为VREG（max）。然而，在某些情况下，电压可瞬时达到18 V，即Cx和Sx管脚之间的齐纳二极管的钳位电压。在大多数应用中，有一个好的陶瓷电容器，工作电压可以限制在16伏。
自举充电
在要求高压侧脉冲宽度调制周期之前，最好确保高压侧自举电容器完全充电。
电容器充电所需的时间tCHARGE（μs）近似为：
式中，CBOOT是自举电容器的值，单位为nF，∏V是自举电容器所需的电压。
通电后，当驱动器长时间禁用时，引导电容器可以完全放电。在这种情况下，∏V可被视为全高侧驱动电压，12 V。否则，∏V是电荷转移过程中电压下降的量，应小于或等于400 mV。当Sx引脚被拉低，电流从VREG通过内部引导二极管电路流向CBOOT时，电容器充电。
自助收费管理
A3941提供自动引导电容充电管理。对每相的自举电容器电压进行连续检查，以确保其高于自举欠压阈值VBOOTUV。如果自举电容器电压低于此阈值，A3941将打开必要的低侧FET，并继续充电，直到自举电容器超过欠压阈值加上滞后，VBOOTUV+VBOOTUVhys。最小充电时间通常为7μs，但对于非常大的自举电容器值（》1000nf），充电时间可能更长。如果自举电容器电压在大约200μs内未达到阈值，则会标记欠压故障。
VREG电容器的选择
内部参考电压VREG为低压侧栅极驱动电路提供电流，为自举电容器提供充电电流。当一个低边场效应管被打开时，栅极驱动电路将向栅极提供快速打开场效应管所需的高瞬态电流。这种电流可以达到几百毫安，不能由VREG调节器的有限输出直接提供，必须由连接到VREG的外部电容器提供。
高侧场效应管的导通电流与低侧场效应管的导通电流值相似，但主要由自举电容提供。然而，自举电容器必须从VREG调节器输出重新充电。不幸的是，引导充电可能发生在低压侧开启后很短的时间内。这要求VREG和AGND之间连接的电容值应足够高，以便在低压侧FET导通和自举电容充电的组合下，将VREG上的瞬态电压降降降至最低。20×CBOOT是一个合理的值。最大工作电压永远不会超过VREG，因此电容器的额定电压可以低至15 V。该电容器应尽可能靠近VREG引脚放置。
电源去耦
因为这是一个开关电路，所以开关点的所有电源都有电流尖峰。与所有此类电路一样，电源连接应与电源引脚和接地之间的陶瓷电容器（通常为100 nF）分离。这些电容器应尽可能靠近设备电源引脚VBB和V5以及接地引脚GND。
功耗
在预期环境温度较高的应用中，片上功耗可能成为一个关键因素。应注意确保操作条件允许A3941保持在连接温度的安全范围内。
A3941，PD消耗的功率可通过以下方式估算：
鉴于：
式中：
N是一个脉冲宽度调制周期内FET开关的数量，以及
N=1表示二极管再循环慢衰变，N=2表示同步整流慢衰变或二极管再循环快衰变，N=4表示同步整流快衰变。
布局建议
在设计高频、快速开关、大电流电路时，必须仔细考虑
PCB版图。以下是关于其中一些考虑因素的建议：
•外部场效应管的A3941接地、接地和高电流回路应分别返回电机电源滤波电容器的负极。这将最小化开关噪声对设备逻辑和模拟参考的影响。
•外露的热垫应连接至接地引脚，并可能构成控制器电源接地的一部分（见图4）。
•通过在所有功率场效应晶体管的漏极和源极端子上使用短而宽的铜线，将杂散电感降至最低。这包括电机引线连接、输入电源总线和低压侧功率场效应晶体管的公共电源。这将使快速切换大负载电流所产生的电压最小化。
•考虑在功率场效应晶体管的源极和漏极之间使用小型（100 nF）陶瓷去耦电容器，以限制电路轨迹电感引起的快速瞬态电压尖峰。
•尽可能短地保持栅极放电回路连接Sx和LSS。这些记录道上的任何电感都会在相应的A3941引脚上引起负跃迁，这可能会超过绝对最大额定值。如果可能的话，考虑使用箝位二极管来限制这些引脚相对于GND的负偏移。
•敏感连接，如RDEAD和VDSTH，其接地电流很小，应连接至安静接地（见图4），安静接地独立连接，最靠近接地引脚。这些敏感部件不应直接连接到电源公共线或公共接地平面。它们必须直接参考GND引脚。
•VBB、VREG和V5的电源去耦应连接至控制器电源接地，即
独立连接在接地引脚附近。去耦电容器还应尽可能靠近相关电源引脚。
•如果布局空间有限，则可将静音和控制器电源接地合并。在这种情况下，确保死区电阻的接地回路靠近接地引脚。
•使用紧密接地（尖端和筒形）探针，对照接地引脚，检查LSS引脚上瞬态的峰值电压偏移。如果LSS处的电压超过本数据表中所示的绝对最大值，则在LSS引脚和GND引脚之间添加一个或两个额外的夹紧和电容，如图4所示。
•栅极充电驱动路径和栅极放电返回路径可能携带大的瞬态电流脉冲。因此，来自GHx、GLx、Sx和LSS的迹线应尽可能短，以降低电路迹线电感。
•提供从LSS到电源桥公共点的独立连接。不建议将LSS直接连接到GND引脚，因为这可能会给诸如死区计时器之类的敏感功能注入噪声。
•可在VBB的连接中放置一个低成本的二极管，以提供反向电池保护。在反向电池条件下，可以使用电源FET的体二极管将反向电压钳制到约4 V。在这种情况下，VBB连接中的附加二极管将防止损坏A3941，VDRAIN输入将在反向电压下保持。
请注意，以上只是建议。每个应用程序都不同，可能会遇到不同的敏感度。一个运行几安培的驱动器将比一个运行150安培的驱动器更不敏感，每个设计都应在最大电流下进行测试，以确保消除任何寄生效应。
包装LP 28针TSSOP，带外露热垫
