匹配网络简单改动的总结
减小MAX7044EVKIT的偏置电感值，与IC和电路板电容共同构成868MHz谐振电路。这样使得434MHz和868MHz频点处的功率大小相同。采用简单的高通L型匹配网络替换谐波滤波器，将868MHz与434MHz的功率比提升9dB，使得868MHz成为主发射频率。虽然在功效上有少许损耗，但是电路仍然能够发射功率大于10dBm的868MHz信号。此外，还可对电路做更多的修改，以进一步提高868MHz与434MHz基频和高次谐波的功率比。
下一步工作的建议
上述简单的修改验证了通过更改外部元件可以显著提高发送器IC的二次谐波功率(相对于基频功率)，同时还保持了较高的发射信号功率。这是一个很好的开端，但要发射符合868MHz欧洲免授权频段和美国915MHz频段要求的信号，还需要克服很多困难。
进一步提升868MHz分量
提高谐振电路的Q值(由偏置电感和功率放大器的对地电容组成)，可以提高868MHz分量，具体可通过在功率放大器输出引脚增加一个对地电容、并且减小偏置电感来实现。在该实验中，偏置电感降至16nH，与电路板和IC上的寄生电容组成谐振电路。在保证每个元件的空载Q值不会显著影响整体效率的前提下，可以将电感进一步降至5nH至10nH范围，并将总旁路电容增大至约6pF。
在图6的C6位置增加一个并联电感构建高通π型网络，并调整电感值，可以改善高通L型匹配网络对434MHz的抑制性能。精心选择π型网络中的三个元件，可以使其对434MHz分量的抑制能力提高25dB或30dB，但是对于满足ETSI要求(如果868MHz发射信号功率为+10dBm，则所有杂散辐射均低于-36dBm)还差46dB。本文接下来将继续探讨改善抑制性能的建议方案。
保证发送器效率
上述改动的重点是提高868MHz分量并抑制434MHz分量，但这些改动将功率放大器效率由50% (434MHz发射信号)降为30% (868MHz发射信号)，后续的434MHz信号抑制方案可能还会进一步影响效率。在针对434MHz发射信号设计匹配网络的早期测试中可以发现，当434MHz匹配网络失谐时，直流电流损耗会随之增大。如果典型滤波器是通过降低频点处的匹配性能来抑制这些频率的话，很显然，这些测试中的电流损耗将进一步增大。那么，如何在不显著增大直流电流、降低效率的前提下改善434MHz的抑制性能呢？
双工器方案
双工器常用于双通道接收系统，用于连接公共接收天线和两个接收器，每个接收器调谐在不同频率。双工器在两个频率下均能够为天线提供很好的匹配。如果用功率放大器替换接收天线，则会提供独立的434MHz和868MHz通道。868MHz通道连接至发射天线，434MHz通道连接至电路板的阻性负载。这种配置与简单的868MHz滤波器相比有两个优势：434MHz分量能够很好地匹配(从而保持较低的电流损耗)，并且434MHz信号发送给负载，没有辐射。如果868MHz端口的天线能够正确匹配并调谐，则会对434MHz发射信号产生显著的抑制。为进一步降低434MHz下的电源电流，可以对双工器方案进行修改，使434MHz频点的阻抗高于868MHz频率阻抗。
但是该方案有一个潜在缺陷：它假设信号源是一个带有50Ω负载的线性信号源。而功率放大器的开关放大器输出不是线性的。
重新审视开关放大器模型
图1所示的频谱是基于没有滤波的功率放大器输出结果，434MHz处的波形是占空比为25%的脉冲波。功率放大器输出在434MHz周期的25%时间内呈短路状态，当匹配网络适当调谐后，短路状态出现在434MHz正弦波的波谷。这样设计使得电流在最低电压(接近于0V或地电位)时“灌入”谐振电路。该开关波形的电路模型(通过阻性负载连接至谐振电路)直接决定了功率放大器的性能。但是，需要对该模型加以修改，以构建868MHz谐振电路。以便在不显著增大电源电流的前提下，通过868MHz电路抑制434MHz分量，这同时也解释了匹配网络与434MHz失谐时电流损耗增大的原因(与采用868MHz匹配网络的实验相比，电流损耗会增大10%至20%)。在434MHz的二次谐波可能存在本地电流最低点吗？
降低相位噪声
ETSI要求所有杂散发射信号的绝对功率须低于-36dBm，这不仅限制了谐波辐射，也对发送器的相位噪声提出了要求。在欧洲，434MHz免授权频段介于433.05MHz和43479MHz之间(该频段的中心频点为433.92MHz，这也解释了该频率得到广泛应用的原因)。带外频率的辐射功率不能高于-36dBm。靠近边带频率处，MAX7044的主要噪声分量是载频的相位噪声。MAX7044的相位噪声密度为-92dBc/Hz，其中“dBc”表示“低于载波的dB数”。
根据ETSI的要求，杂散功率需使用准峰值检波器在100kHz带宽内进行测量，作为一个平均功率检测器，准峰值检波器对相位噪声也会进行相同的检波。在100kHz测量带宽与密度指标中的1Hz带宽之间增加一个50dB对数比，可以将100kHz带宽内的测量功率提升至-42dBc。如果被测功率限制在-36dBm，MAX7044在434MHz欧洲频段的发送功率可达+6dBm (最大值)。
在868MHz至870MHz频率范围，可用的最宽频带为868.0MHz至868.6MHz。发送器在该频带以外的平均辐射功率不能大于-36dBm。在100kHz带宽内测量带外功率，同在434MHz频率相同，只是带宽由1.74MH变为现在的600kHz，即868MHz时的带宽比434MHz时窄了几乎3倍。此外，434MHz的二次谐波(即868MHz)相位噪声密度随频率呈平方关系增长。这意味着868MHz时的相位噪声密度比434MHz时高6dB。MAX7044发射434MHz载波信号时，相位噪声密度在300kHz带宽下约为-89dBc/Hz，在868MHz时约为-83dBc/Hz。在100kHz带宽内，300kHz的平均功率成为[-83 + (10log10(100kHz))] = -33dBc，这将MAX7044在868MHz时的发射功率限制-3dBm以内。
MAX7044中的振荡器具有相对较高的相位噪声密度，这是由于设计需要将器件中的VCO频率调谐至300MHz至450MHz范围。这一相位噪声密度对于美国260MHz至470MHz免授权频率是可以接受的，因为对载频附近这些频率的杂散辐射要求没有欧洲那么严格。为了在868MHz欧洲频段的发射功率接近+10dBm，MAX7044中的VCO需要更改到更窄的频带，并采用具有更低相位噪声的设计，类似于L-C振荡器。
匹配网络简单改动的总结
减小MAX7044EVKIT的偏置电感值，与IC和电路板电容共同构成868MHz谐振电路。这样使得434MHz和868MHz频点处的功率大小相同。采用简单的高通L型匹配网络替换谐波滤波器，将868MHz与434MHz的功率比提升9dB，使得868MHz成为主发射频率。虽然在功效上有少许损耗，但是电路仍然能够发射功率大于10dBm的868MHz信号。此外，还可对电路做更多的修改，以进一步提高868MHz与434MHz基频和高次谐波的功率比。
下一步工作的建议
上述简单的修改验证了通过更改外部元件可以显著提高发送器IC的二次谐波功率(相对于基频功率)，同时还保持了较高的发射信号功率。这是一个很好的开端，但要发射符合868MHz欧洲免授权频段和美国915MHz频段要求的信号，还需要克服很多困难。
进一步提升868MHz分量
提高谐振电路的Q值(由偏置电感和功率放大器的对地电容组成)，可以提高868MHz分量，具体可通过在功率放大器输出引脚增加一个对地电容、并且减小偏置电感来实现。在该实验中，偏置电感降至16nH，与电路板和IC上的寄生电容组成谐振电路。在保证每个元件的空载Q值不会显著影响整体效率的前提下，可以将电感进一步降至5nH至10nH范围，并将总旁路电容增大至约6pF。
在图6的C6位置增加一个并联电感构建高通π型网络，并调整电感值，可以改善高通L型匹配网络对434MHz的抑制性能。精心选择π型网络中的三个元件，可以使其对434MHz分量的抑制能力提高25dB或30dB，但是对于满足ETSI要求(如果868MHz发射信号功率为+10dBm，则所有杂散辐射均低于-36dBm)还差46dB。本文接下来将继续探讨改善抑制性能的建议方案。
保证发送器效率
上述改动的重点是提高868MHz分量并抑制434MHz分量，但这些改动将功率放大器效率由50% (434MHz发射信号)降为30% (868MHz发射信号)，后续的434MHz信号抑制方案可能还会进一步影响效率。在针对434MHz发射信号设计匹配网络的早期测试中可以发现，当434MHz匹配网络失谐时，直流电流损耗会随之增大。如果典型滤波器是通过降低频点处的匹配性能来抑制这些频率的话，很显然，这些测试中的电流损耗将进一步增大。那么，如何在不显著增大直流电流、降低效率的前提下改善434MHz的抑制性能呢？
双工器方案
双工器常用于双通道接收系统，用于连接公共接收天线和两个接收器，每个接收器调谐在不同频率。双工器在两个频率下均能够为天线提供很好的匹配。如果用功率放大器替换接收天线，则会提供独立的434MHz和868MHz通道。868MHz通道连接至发射天线，434MHz通道连接至电路板的阻性负载。这种配置与简单的868MHz滤波器相比有两个优势：434MHz分量能够很好地匹配(从而保持较低的电流损耗)，并且434MHz信号发送给负载，没有辐射。如果868MHz端口的天线能够正确匹配并调谐，则会对434MHz发射信号产生显著的抑制。为进一步降低434MHz下的电源电流，可以对双工器方案进行修改，使434MHz频点的阻抗高于868MHz频率阻抗。
但是该方案有一个潜在缺陷：它假设信号源是一个带有50Ω负载的线性信号源。而功率放大器的开关放大器输出不是线性的。
重新审视开关放大器模型
图1所示的频谱是基于没有滤波的功率放大器输出结果，434MHz处的波形是占空比为25%的脉冲波。功率放大器输出在434MHz周期的25%时间内呈短路状态，当匹配网络适当调谐后，短路状态出现在434MHz正弦波的波谷。这样设计使得电流在最低电压(接近于0V或地电位)时“灌入”谐振电路。该开关波形的电路模型(通过阻性负载连接至谐振电路)直接决定了功率放大器的性能。但是，需要对该模型加以修改，以构建868MHz谐振电路。以便在不显著增大电源电流的前提下，通过868MHz电路抑制434MHz分量，这同时也解释了匹配网络与434MHz失谐时电流损耗增大的原因(与采用868MHz匹配网络的实验相比，电流损耗会增大10%至20%)。在434MHz的二次谐波可能存在本地电流最低点吗？
降低相位噪声
ETSI要求所有杂散发射信号的绝对功率须低于-36dBm，这不仅限制了谐波辐射，也对发送器的相位噪声提出了要求。在欧洲，434MHz免授权频段介于433.05MHz和43479MHz之间(该频段的中心频点为433.92MHz，这也解释了该频率得到广泛应用的原因)。带外频率的辐射功率不能高于-36dBm。靠近边带频率处，MAX7044的主要噪声分量是载频的相位噪声。MAX7044的相位噪声密度为-92dBc/Hz，其中“dBc”表示“低于载波的dB数”。
根据ETSI的要求，杂散功率需使用准峰值检波器在100kHz带宽内进行测量，作为一个平均功率检测器，准峰值检波器对相位噪声也会进行相同的检波。在100kHz测量带宽与密度指标中的1Hz带宽之间增加一个50dB对数比，可以将100kHz带宽内的测量功率提升至-42dBc。如果被测功率限制在-36dBm，MAX7044在434MHz欧洲频段的发送功率可达+6dBm (最大值)。
在868MHz至870MHz频率范围，可用的最宽频带为868.0MHz至868.6MHz。发送器在该频带以外的平均辐射功率不能大于-36dBm。在100kHz带宽内测量带外功率，同在434MHz频率相同，只是带宽由1.74MH变为现在的600kHz，即868MHz时的带宽比434MHz时窄了几乎3倍。此外，434MHz的二次谐波(即868MHz)相位噪声密度随频率呈平方关系增长。这意味着868MHz时的相位噪声密度比434MHz时高6dB。MAX7044发射434MHz载波信号时，相位噪声密度在300kHz带宽下约为-89dBc/Hz，在868MHz时约为-83dBc/Hz。在100kHz带宽内，300kHz的平均功率成为[-83 + (10log10(100kHz))] = -33dBc，这将MAX7044在868MHz时的发射功率限制-3dBm以内。
MAX7044中的振荡器具有相对较高的相位噪声密度，这是由于设计需要将器件中的VCO频率调谐至300MHz至450MHz范围。这一相位噪声密度对于美国260MHz至470MHz免授权频率是可以接受的，因为对载频附近这些频率的杂散辐射要求没有欧洲那么严格。为了在868MHz欧洲频段的发射功率接近+10dBm，MAX7044中的VCO需要更改到更窄的频带，并采用具有更低相位噪声的设计，类似于L-C振荡器。
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