占空比是我们在电子电路设计当中经常会遇到的一一个数值。所谓占空比,就是指正电平在一个周期内所占的时间比率， 如果方波的占空比为50%，那么占空比就为0.5,正电平所占的周期为0 5个周期。很多新人在学习期间会认为占空比做的越大越好，因为占空比越大，就意味着效率越大、波纹越小。但实际上占空比在0 3到0.45之间是最佳的。那么占空比为什么不是越大越好呢?
这里我们先来看一个例子: 220V+. 20%输入电源，整流后为240V~360V。单端反激式电源中产生的反向电动势e=170V,则脉冲信号的最大占空比为170/(170+240)=41.5%。
正常情况下，我们所说的反激最大占空比值在47%左右，不会大于50%。我们先来看下面这个公式:
Dmax=Vorl(Vor+VDCmin-Vds(ON)
在式中，Vor为反射电压，80~135V, 常规下取默认值10V。VDCmin指的是母线上最低直流电压,这个只与输入交流值有关。Vds(ON)指的是开关管导通时开关管DS两端压降,通常在10V以下，并与MOSFET的Rds以及负载有关。当负载变大的时候，这个压降也会变大，而轻载的时候就会小-些。所以占空比是无法达到100%的。
当然决定占空比大小的数值也绝非这一点， 在早期的反激电源中，都是使用低耐压的开关管,如600V或650V作为交流220V输入电源的开关管，也许与当时生产工艺有关，高耐压管子，不易制造，或者低耐压管子有更合理的导通损耗及开关特性，像这种线路反射电压不能太高，否则为了使开关管能够工作在安全范围内，吸收电路损耗的功率也是相当可观的。
至于反射电压的选择，经过实践证明，600V管子反射电压不要大于100V;650V管子反射电压不要大于120V。漏感尖峰电压值钳位在50V时，管子还有50V的工作余星。现在由于MOS管制造工艺水平的提高，一 般反激电源都采用700V或750V,甚至800-900V的开关管。像这种电路，抗过压的能力强一些的话， 开关变压器反射电压也可以做得比较高些，最大反射电压在150V比较合适，能够获得较好的综合性能。
关于反激电源的反射电压，这个数值还与输出电压有关。如果输出电压低，那么压器的匝数则会变大。变压器漏感越大，开关管承受电压越高，有可能击穿开关管。吸收电路消耗功率越大，有可能使吸收回路功率器件永久失效(特别是采用瞬变电压抑制二极管的电路)。在设计低压输出小功率反激电源的优化过程中必须小心处理,处理方法有几个:
第一、我们可以使用大功率的磁芯来降低漏感。这样做能够提高低压反激电源的转换效率，降低损耗，减小输出纹波，提高多路输出电源的交差调整率，- 般常见于家电用开关电源，如光碟机、DVB机顶盒等。
第二、当条件受限而无法加大磁芯时，我们只能来降低反射电压，并减少占空比。降低反射电压可减小漏感,但有可能使电源转换效率降低，两者是矛盾的，必须要有一个替代过程才能找到一 个合适的点，在变压器替代实验过程中，可以检测变压器原边的反峰电压，尽星降低反峰电压脉冲的宽度、幅度,可增加变换器的工作安全裕度。一般来说反射电压在110V时比较合适。
第三、使用最新的技术和绕线工艺，以此来降低损耗和增强耦合。变压器为满足安全规范会在原边和副边间采取绝缘措施，如垫绝缘胶带、加绝缘端空胶带。这些将影响变压器漏感性能，现实生产中可采用初级绕组包绕次级的绕法。或者次级用三重绝缘线绕制，取消初次级间的绝缘物，可以增强耦合，甚至可采用宽铜皮绕制。
小结:
需要注意的是,反激电源的占空比数值是要小于0.5的。因为一旦出现占空比大于0 5的情况，就会造成电路不容易被补偿，但是也有一些例外。 如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0 5的条件下。占空比由变压器原副边匝数比确定。我们在做反激时，先确定反射电压(输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值)，在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大，开关管损耗降低反射电压降低则工作占空比减小，开关管损耗增大。当然这也是有前提条件的，当占空比增大，则意味着输出二极管导通时间缩短，为保持输出稳定，更多的时候将由输出电容放电电流来保证，输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷，而使其发热加剧，这在许多条件下是不允许的。
当占空比变大时，变压器的匝数也会随之发生改变,变压器的漏感会逐渐变大，导致整体性能的变化。当漏感能量大到-定程度，可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗时，就没有再增大占空比的意义了,甚至可能会因为漏感反峰值电压过高而击穿开关管。由于漏感大，可能使输出纹波，及其他一些电磁指标变差。 当占空比小时，开关管通过电流有效值高,变压器初级电流有效值大，降低变换器效率，但可改善输出电容的工作条件，降低发热。
本篇文章以一个实例为开端，向大家证明占空比是无法达到100%的，并且分析了为何占空比并不是越大越好。希望各位新手通过此篇文章能够解开心中的疑惑。
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