一种新的折叠结构混频器设计

　　目前，无线通信设备正朝着低电压、低功耗、低噪声和高线性度的趋势发展。混频器作为收发机中的关键模块之一，对通信设备的上述性能产生直接的影响。随着微电子工艺的发展， CMOS器件的栅长进一步缩小，MOS器件的过驱动电压也进一步降低，这就为设计低压低功耗的射频电路提供了可能，但是依靠减小MOS器件的栅长降低工作电压是有限的。因此，电路设计者把更多的注意力集中到电路拓扑结构上，使设计具有低压结构的射频电路成为了热门课题。
　　传统的Gilbert混频器由跨导级、开关级、负载级堆叠组成，其结构自下而上分别为跨导级、开关级、负载级。这种结构中，所有的直流电流都流经跨导级、开关级和负载级，跨导级与开关级电路都需要一个开启电压(VON ) ，负载级也会有一定的电压降(VRL ) ，因此，电源电压的最小值Vdd，min = 2Von +VRL。如果采用低电源电压，这种结构不能保证所有的管子都工作在饱和区。也就是说， Gilbert混频器不能满足低电压的要求，需要对其做出改进，如:文献[2 - 3 ]提出省去尾电流管来减小电源电压，文献[ 4 - 11 ]用折叠结构代替堆叠结构来解决上述问题。
　　文献[ 8 ]给出了折叠结构和堆叠结构的比较，折叠结构增加了两个射频中断电路和一个耦合电容。这样对直流通道来说，跨导级与开关级、负载级的直流电路分开，两条支路相互独立，互不影响。电源电压只需提供相当于一个开启电压(Von )的值就能使跨导管与开关管都工作在各自的饱和区，即电源电压的最小值Vdd，min = Von + VRL 。达到了低电源电压的目的。但是，射频中断电路一般用LC 谐振网络实现，电感的使用增加了电路的版图面积和噪声。本文设计了一种新的折叠结构混频器，电路不使用具有大电感的LC谐振电路，工作于1. 2 V 电压时，得到了低电压、低功耗、低噪声和高线性度的性能。
　

王鹏

2019-6-26 17:30:48

1　电路设计与分析
　　1. 1　电路拓扑结构
　　本文设计的折叠混频器拓扑结构如图1所示，M1 ～M4 为跨导级，M5 ～M8 为开关级， RL 为负载电阻。RF输入端接匹配网络， IF输出端接源跟随器作为输出缓冲电路( buffer) 。

图1　交流耦合折叠混频器拓扑结构
　　该折叠混频器电路的跨导级采用电流复用技术，由NMOS管(M1、M2 ) 、PMOS管(M3、M4 )和隔直电容Cd 组成交流耦合互补跨导结构。跨导级的输出端(A、A′点)与开关管的源极相连。跨导级直接接于电源电压，使得跨导管M1 和M2 的直流电流由两部分组成，一部分来自M3 和M4 ，另一部分来自开关管和负载电阻，达到了低电源电压的目的。
　　由于流经开关级与负载级的电流很小，这样一方面使得开关管产生的闪烁噪声减小，另一方面负载电阻RL 值可以适当加大，从而提高了混频器的转换增益。所以该电路既满足了低电压的要求，又能保证混频器在低电源电压下有良好的性能。
　　1. 2　跨导电路设计
　　图2是几种折叠混频器跨导电路。图2 ( a)在跨导级NMOS管M1 漏端接负载电阻R ，M1 管的电流In 在A 点分流，一部分流经开关管( Is ) ，另一部分流经负载电阻( Ir ) ，但是这种跨导电路的缺点是射频信号一部分通过负载电阻R 泄露到交流地。
　　为了减少射频信号的损失，必须增加电阻R，这样又会使节点A 的直流电压减小，在低电源电压下，不能保证M1 管工作在饱和区。为了解决这个问题，用有源负载替代负载电阻R ，如图2 ( b) 。但是，这里的PMOS管仅仅增大了节点A与电源电压之间的阻抗，如果把M1 和M2 的栅极连起来，形成CMOS反相器结构，那么M2 在增加阻抗的同时还能跟M1共同放大射频信号，如图2 ( c) ，这样就完全避免了射频信号通过M2 泄露到交流地。由图可知， Is =In + Ip ，总跨导gm = gm n + gm p ( gm n是NMOS管的跨导， gm p是PMOS管的跨导) ，所以CMOS反相器有效地提高了混频器的转换增益。

图2　折叠混频器的跨导级几种结构
　　再来分析一下该结构的直流工作状况，M1 和M2 的栅极加相同偏置电压Vrfdc ，假设Vt 为MOS管的阈值电压， Vovn为M1 的过驱动电压， Vovp为M2 的过驱动电压，则有: Vovn =Vrfdc - Vt ， Vovp =Vdd - Vrfdc -Vt ，所以电源电压最小值Vdd，min = Vovn + Vovp + 2Vt。
　　在0. 18μm CMOS工艺中， Vt 典型值为500 mV，因此用反相器作为跨导电路的混频器只适用于1 V以上的电源电压。为了使混频器能满足更低的电压，在M1 和M2 之间增加隔直电容Cd ，M1 和M2 管偏置分开，如图2 ( d) 。这种结构称为交流耦合互补跨导。假设Vrfdcn为M1 的偏置电压， Vrfdcp为M2 的偏置电压，则电源电压的最小值Vdd，min = Vovn + Vovp + 2Vt+Vrfdcp - Vrfdcn ，可见，在Vrfdcn >Vrfdcp时， Vdd，min比常规反相器更小，适用于更低的工作电压。
　　1. 3　性能分析
　　1. 3. 1　增益
　　假设本振信号LO为理想方波信号，则该混频器(如图1)的增益可表示为:

　　gm n是M1 和M2 的跨导， gm p是M3 和M4 的跨导， R 即负载电阻RL 的值。因为开关管的漏极电流很小，所以负载电阻值可以适当增加，由式( 1)知，混频器的增益将随之提高。值得注意的是，增大负载电阻值的同时必须保证节点A 的直流电压足够使得M1 和M2 工作在饱和区。
　　1. 3. 2　噪声系数
　　假设本振信号为理想方波信号，并考虑镜像频率的影响，噪声系数的表达式为：

　　RS 为源阻抗， RL 为负载电阻值，系数γn 对长沟道晶体管来说等于2 /3，对于亚微米MOSFET，γn 的值较大。由式(2)知，只要选择合理的偏置电压Vrfdcn、Vrfdcp和M1～M4的宽长比，噪声系数随着跨导的增加而减小。
　　1. 3. 3　线性度
　　如果节点A (见图1)的电压过高，开关管将会关断。也就是说，如果M1 和M3 的电流很大，M1 和M2的输出端电压也增大，这样就会关断开关管M7 和M6或者M5 和M8。开关管进入线性区，影响混频器的线性度，所以降低节点A 的电压，并让开关管远离线性区，即Vgs≈Vth ，能提高混频器的线性度。
　

许印固

2019-6-26 17:30:53

　2　电路仿真
　　该混频器设计基于SM IC 0. 18 μm标准CMOS工艺，用Advanced Design SySTem软件进行电路设计与仿真。电源电压1. 2 V; RF频率为2. 5 GHz，功率为- 30 dbm; LO频率为2. 6 GHz，本振信号的电压摆幅VLO = 600 m Vpp。
　　图3是三阶交调点( IIP3)随本振功率变化曲线，在本振功率为0 dBm时， IIP3达到最大值3. 857dBm。当本振功率大于或小于0 dBm时， IIP3都会急剧下降。图4是噪声系数(NF)和转换增益(Con2version Gain)随本振功率变化曲线，本振功率为- 3dBm时，噪声系数达最小值4. 982 dB，本振功率为- 5 dBm时，转换增益达到最大值11. 23 dB。考虑到混频器的整体性能，必须采取折衷，所以选择本振功率为0 dBm，此时，噪声系数为5. 257 dB，转换增益为9. 787 dB。图5是当本振功率为0 dBm时，噪声系数随输出频率变化曲线，噪声系数随着输出频率的增加不断减小，在输出频率为100 MHz时，噪声系数为5. 257 dB。