| 很多的应用不需要精确的温度测量。精确的温度测量是成本高的。降低一点精度要求，就会有很多可供选择的成效方案，例如可选用：二极管、热敏电阻、RTD（电阻温度计）、热电偶、硅温度计等测温方法。 |
| 在选择温度感测电路时，传感器的成本比温度范围、稳定性或精度更重要。实现温度信号调理3种最经济的方法是用热电偶、二极管和热敏电阻。本文将对这3种经济的测温电路进行描述。 |
| 热电偶电路 |
| 图1示出热电偶电路和一种信号调理电路，其基本单元包括： |
| 热电偶网络 |
| 模拟滤波器、增益单元 |
| A/D变换器 |
| 微控制器 |
|
| 在热电偶网络中，TC1是处于实际温度测量点的热电偶。TC2是和TC1相同型号的第二个热电偶。TC1和TC2都是E型热电偶。热电偶TC3和TC4是硬件实现所需配件，它们连接TC1和TC2到PCB的铜线 。 |
| 4个热电偶有3个放置在同温单元中使它们保持在给定温度。用模拟增益单元获得所有4个热电偶的等效输出电压并进行滤波。增益单元有一个单电源CMOS放大器（MCP601），配置做为一个2阶低通切比雪夫滤波器。放大器的输出信号用12位A/D变换器（MCP3201）数字化。MCP3201输出码串行送到微控制器（PIC12C508），微控制器把来自热电偶网络的电压变为用摄氏或华氏表示的温度。 |
| 热电偶由两个不同的金属构成。在E型热电偶中，两种金属是铬镍和康铜。热电偶所产生的电压通常称之为EMF（电动势）电压，它代表热电偶两端的温度差。此电压随温度变化，不用任何电流或电压激励。 |
| 热电偶EMF电压参照0C是很容易定义的。用图1所示的感测电路，从TC1和TC4中扣除TC2和TC3的电压。因为TC3和TC4的材料和温度是相同的，所以这些结对测量误差的贡献是零。TC2用于从测量点热电偶（TC1）扣除同温单元温度误差，使TC1的EMF电压以0C为其准。每个热电偶温度感测电路都需要第2个温度电路消除PCB上由不希望热电偶的引起的误差。第二个温度电路通常用增加一个热敏电阻的简单电路设计。 |
| 热电偶所产生EMF电压的范围从几微伏到几十毫伏。此电压是可重 |
| 复的，但是，是非线性的，可用查表法从系统中消除这种非线性。在信号调理电路中需要一个模拟增益级。假若在测量点的温度范围为250C~6000C，则MCP601放大器的滤波器/增益级合适的增益设置应为104V/V。 |
| 二极管测温电路 |
| 二极管测温电路示于图2.在此温度感测元件是用IN4148(Fairchild公司)二极管。对于不需要高精度的应用来说，二极管是有用的、便宜的温度感测器件。假若用恒流激励它，则标准二极管(如IN4148)电压随温度的变化是~5mv/0C。用电流激励，二极管具有相当好的线性电压-温度性能。电压激励（VDIODE）与跨接在二极管上随温度变化的电压之比值越大，线性误差就越小。表1列出3个电压基准，其中10V提供最好的线性度。应当注意，基准电压的变化改变流经二极管的电流。因此，建议对于较高精度应用应采用精确电压基准。 |
|
| 表1 实现流经IN4148二极管额定0.1uA电流所需合适的电阻值与二极管基准电压的关系 |
VDIODE(V)
| R4(Ω)
| 4.096
| 9.76K
| 5.0
| 12.1K
| 10.0
| 27K
|
|
图2中的温度检测电路采用 A/D变换器。基本的A/D变换器由两部分电路组成一调制器和滤波器。功能的调制器部分用单电源放大器MCP601和R/C网络设计，此电路部分的电阻器设计方程是： |
| VR3-VIN(CM)=VRAO(1+R1/R3) (1) |
| VIN(P-P)=VRA3(P-P)(R1/R2) (2) |
| 式中： |
| VIN(CM)=[VIN(max)-VIN(min)]/2+VIN(min) |
| =[625Mv(@-40C)-425mV(@85C)]/2+425mV |
| =525mV (3) |
| VBAO=加到比较器非倒相输入的电压 |
| =VDD/2 |
| =2.5V |
| VIN(P-P)=[(VIN(max)-VIN(min)) |
| =625Mv(@-40C)-425Mv(@850C) |
| =200mV |
| VRA3(P-P)=VRA3(max)-VRA3(min) |
| =5V-0V |
| =5V |
| 积分电路的功能用外部电容器(CINT)实现。此电路的积分输出与系统基准（RA2）进行比较。 |
| 微控制器内部比较器充当1位数字转换器，为微控制器内数字滤波器程序提供数据。微控制器也为R/C网络提供一反馈途径。当PIC16C622的RA3设置为高态时，RAO电压增加直到比较器（CMCON<6>）触发为低态为止。在该点，到RA3输出的驱动器从高态到低态转换，而RAO减小直到比较器触发为高态为止。然后，设置RA3为高态，而周期重复。当该电路的调制器部分是周期性工作时，两个计数器记录时间和比较器输出的1对0的数。随着时间，累积数字滤波器输出给出多位变换结果。 |
| 在一稳定的、预先确定的时间间隔内取每次积分结果。一个10位变换需要210取样或1024个取样。对于给定的系统线性误差，该电路的210变换结果实际是8位精度。假若微控制器采集所有1024个取样需要20ms，则一个完整的变换需要20.48ms(0.48ms用于变换结束的程序辅助操作)。 |
| 简单的热敏电阻方案 |
| 最简单的方案应该使温度传感器尽可能的靠近微控制器。图3是热敏电阻测温电路，图中与标准薄膜电阻器并联的热敏电阻用做温度感测元件。这种并联组合在50C范围内具有±1.50C误差的线性性能。图3中RNTC||RPAR和CINT的R/C组合的上升时间与RREF和CINT的R/C组合的上升时间之比给出RNTC的被测电阻值。尽管此电路所选择的微控制器不含内部A/D变换器，但门脉冲输入阈值电压与微控制器时钟组合起来用于计数热敏电阻和外部电容器的上升时间。热敏电阻有两个基本类型：负温度系数(NTC)和正温度系数(PTC)型。NTC热敏电阻最适合于精密温度测量，PTC热敏电阻适用开关转换应用。 |
| 利用NTC热敏电阻的3个不同工作模式来满足不同应用。一种模式利用感测元件的电阻与温度特性关系。其他两种模式利用热敏电阻的电压与电流和电流持续时间的特性关系。 |
| NTC热敏电阻的电阻与温度关系可用于精密温度测量、控制和补偿。这种模式依赖于工作在零功率条件下的热敏电阻。这种条件意味着电流或电压激励不会影响热敏电阻的白热。 |
| 热敏电阻的电阻与RTD元件相比(一般几百欧姆)是相当高的。热敏电阻在25C额定值为1kΩ~10MΩ。用软件或硬件技术或二者组合可以校准NTC热敏电阻的非线性度。用标准电阻器（如图3所示）可简单地实现硬件线性化。在此电路实现中，热敏电阻与等效电阻器并联。用PIC12C508执行A/D变换，置GP1和GP2为高阻抗输入。设置GPO为低态并做为输出，故放电电容器（CINT）。一旦，CINT完全被放电，则PIC12C508中的码字改变GPO到高阻抗输入而GP1到高态做为输出端口。在这种配置中，GP1传导电流来充电CINT和并联电阻RNTC||RPAR的R/C组合。在充电期间，微控制器计数GPO变为高态前的时钟周期数。在该状态下测量热敏电阻网络的上升时间（tNTC）.一旦GP1和GP2再次设置为输入，GP0设置为低态和做为输出端口，则该计数（tNTC）存在存储器中。此配置放电CINT。当电容器被完全放电时，GP0再次变为输入，但此时GP2设置为高态并做为输出。用这种配置，微控制器计数时钟周期数直到GP0输入变为高态为止。此新的计数表示RREF/CINT电路的上升时间值。 |
|
| 图3中R/C网络的上升时间是：t=RCln(1-VTH/VDD) (7) |
| 其中： |
| VTH:控制器输入门GP0的阈值电压 |
| VDD:微控制器电源电压 |
| R:电路中的电阻器 |
| C:电路中的电容器 |
| 假定VTH/VDD比是常是，则包含RREF的电路上升时间和包含RNTC||RPAR的电路关系是： |
| RNTC||RPAR=(tNTC/tREF)RREF (8) |
| 或： |
| RNTC=( tNTC/RREFRPAR)/() |
| RPAR值应等于热敏电阻在50C温度范围中间点的值。例如，假若应用具有25C~75C的温度范围，则一个10KΩ热敏电阻在50C为~3.6KΩ。为了线性化该温度范围的热敏电阻，则并联电阻器（RPAR）应等于3.6KΩ。一旦确定了并联电阻值，则可很容易地选择RREF。为使性能最佳，选择基准电阻器等于与其并联的额定温度下NTC热敏电阻的阻值（RREF=1.8KΩ）。 |
| 在此电路中，变换精度不依赖于VDD和GP0端输入选通阈值。另外，靠比较这两个类似网络的时间常数使得电容器漏电和非线性引起的误差最小。而电容器的值依赖于控制器的处理时间。为了达到最好结果，应该用稳定的、低漏电容器，如用聚丙烯或NPO陶瓷电容器。即使最好的电容器也呈现存储现象，介质吸收和电容器放电电压一起确定该剩余电荷的大小。可使这种效应最小的技术是每次放电电容器到同一微调点（VTH）。 |
| 结语 |
| 在很多应用中，温度感测元件的特性是要求高的。然而，在另一些应用中，对传感器元件的要求是不太严格的，这使得对传感器的选择比较宽。对于这些应用，电子电路设计成为系统设计中的最重要因数。用微控制器和少量简单模拟元件可设计经济的相当高精度的测温系统。（鲁冰） |
