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采用VIPower M0技术制造的VIPer100A-E/ASP-E

2020-10-10 16:53:20  175 PWM
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VIPer100A-E/ASP-E采用Vipower M0技术制造,在同一个硅片上结合了最先进的PWM电路和优化的高压垂直功率MOSFET(700V/3A)。
典型的应用包括离线电源,其二次电源容量在宽范围条件下为50W,在单范围或双倍配置下为100W。它与一级或二级调节回路兼容,尽管与离散解相比,使用的成分减少了约50%。突发模式操作是该设备的一个附加功能,提供在无需额外组件的待机模式下操作的能力。

引脚说明3引脚说明
漏极引脚(集成功率MOSFET漏极):3.1漏极引脚(集成功率MOSFET漏极):
集成功率MOSFET漏极管脚。它通过一个集成的高压电流源在启动过程中提供内部偏置电流,该电流源在正常运行过程中关闭。该设备能够在正常工作期间处理未截获电流,确保对电压浪涌、PCB杂散电感的自我保护,并允许低输出功率的无缓冲操作。
源引脚:
功率MOSFET源引脚。一次侧电路公共接地连接。
VDD引脚(电源):3.3 VDD引脚(电源):
此引脚提供两个功能:
对应于电路控制部分的低压电源。如果V低于尽职调查8V,启动电流源被激活,输出功率MOSFET被关闭,直到V电压达到11V。在此阶段,内部电流消耗降低,V引脚产生约2mA的电流,COMP引脚对地短路。之后,电流源关闭,设备尝试通过再次切换来启动。尽职调查尽职调查
该引脚还连接到误差放大器,以便进行一次和二次调节配置。在一次调节的情况下,采用内部13V微调参考电压,使电压保持在13V;二次调节时,通过变压器设计,在V引脚上施加8.5V~12.5V的电压,使跨导放大器的输出保持在较高的状态。COMP管脚作为恒流源,可以很容易地连接到光的输出端。注意,由于调节回路故障引起的任何过电压仍由误差放大器通过V电压检测,电压不能超过13V。输出电压将略高于标称电压,但仍处于控制之下。尽职调查尽职调查尽职调查
补偿销
此引脚提供两个功能:
它是误差跨导放大器的输出,允许连接补偿网络,以提供调节回路所需的传输功能。它的带宽可以很容易地调整到需要的值与通常的组件值。如上所述,二次调节配置也通过COMP pin实现。
当COMP电压低于0.5V时,电路关闭,功率MOSFET的占空比为零。此功能可用于关闭转换器,并由调节回路(无论配置如何)自动激活,以在输出功率可忽略或负载打开的情况下提供突发模式操作。
引脚说明
OSC引脚(振荡器频率):3.5 OSC引脚(振荡器频率):
一个R-C网络必须连接在上面才能定义开关频率。注意,尽管R与V相连,但对于从8V到15V的V,不会发生显著的频率变化。当连接到外部频率源时,它还提供同步能力。t型t型t型尽职调查尽职调查
连接图(俯视图)

电流和电压约定Pentawatt高压PENT

典型电路4典型电路

带辅助电源反馈的离线电源

带光耦反馈的离线电源
操作说明5操作说明
电流模式拓扑:
与VIPer100A-E/ASP-E中集成的电流模式控制方法一样,电流模式控制方法使用两个控制回路——内部电流控制回路和外部电压控制回路。当功率MOSFET输出晶体管打开时,用SenseFET技术监测电感电流(变压器的初级侧),并将其转换成与该电流成比例的电压V。当V达到V(放大输出电压误差)时,电源开关关闭。因此,外部电压控制回路定义了内部回路通过电源开关和变压器的一次绕组调节峰值电流的水平。S公司S公司补偿
由于电流模式控制固有的输入电压前馈特性,确保了良好的开环直流和动态线路调节。这将改善线路调节,对线路变化进行瞬时校正,提高电压调节回路的稳定性。
电流模式拓扑也确保了在短路情况下的良好限制。在第一阶段,输出电流随调节回路的动态而缓慢增加。然后达到内部设置的最大限制电流,最后由于V上的电源不再正确而停止。对于特定应用,可以通过外部限制COMP引脚上的电压偏移来覆盖内部设置的最大峰值电流。集成消隐滤波器在集成功率MOSFET通电后短时间内抑制了PWM比较器的输出。该功能可防止由于一次侧电容或二次侧整流器反向恢复时间引起的电流尖峰而导致开关脉冲异常或过早终止。尽职调查
待机模式5.2待机模式
在接近打开的负载条件下的备用操作自动导致允许在二次侧进行电压调节的突发模式操作。功率P从正常工作模式转换为突发模式工作的过程如下:斯特比
L是变压器的一次电感。F是正常的开关频率。第页西南
I是最小可控电流,对应于设备在正常运行时能够提供的最小开启时间。该电流可计算为:斯特比
t+t是消隐时间和内部电流传感器和比较器的传播时间之和,大致表示器件的最小开启时间。注:PSTBY可能会受到低负载时转换器效率的影响,并且必须包括一次辅助电压所消耗的功率。
操作说明
一旦功率低于这个极限,辅助二次电压就开始增加,超过13V的调节水平,迫使跨导放大器的输出电压处于低状态(V<V)。这种情况导致关机模式,电源开关保持在断开状态,导致丢失周期和零占空比。一旦V回到调节水平并达到V阈值,设备再次运行。上述循环无限期地重复,提供一种突发模式,其有效占空比远低于正常运行时的最小占空比。等效开关频率也低于正常开关频率,从而降低了输入主电源线的损耗。这种操作模式允许VIPer100A-E/ASP-E在待机模式下工作时满足新的德国“蓝色天使”标准,系统总功耗小于1W。输出电压保持在正常水平,与突发模式对应的低频纹波。这种纹波的幅度很小,因为在这种情况下,输出电容和输出电流都很低,当功率恢复到高于P的水平时,正常工作就会自动恢复。补偿综合尽职调查综合斯特比
高压启动电流源5.3高压启动电流源
集成高压电流源在启动阶段提供来自漏极引脚的偏置电流。该电流部分被内部控制电路吸收,内部控制电路进入待机模式,降低了功耗,并提供给连接到V引脚的外部电容器。一旦该引脚上的电压达到UVLO逻辑的高电压阈值V,设备就变为激活模式并开始切换。启动电流发生器关闭,转换器通常应通过变压器的辅助绕组在V引脚上提供所需电流,如图11所示。尽职调查DDon尽职调查
如果出现异常情况,辅助绕组无法向V引脚提供低压电源电流(即转换器输出短路),外部电容器将放电至低阈值电压Vof(UVLO逻辑),装置将回到内部电路处于非活动状态待机模式,启动电流源被激活。转换器进入一个无休止的启动周期,启动占空比由装置尝试启动时的充电电流与放电电流之比定义。该比率通过设计固定为2A到15A,在230Vrms输入电压下,该比率提供12%的启动占空比,而启动时的功耗约为0.6W。尽职调查分布式拒绝服务
这种低值启动占空比可防止短路时对输出整流器和变压器施加应力。
当设备开始切换时,V引脚上的外部电容器C必须根据转换器启动所需的时间进行调整。这个时间t取决于许多参数,其中变压器设计、输出电容、软启动特性以及在COMP管脚上实现的补偿网络。以下公式可用于定义所需的最小电容器:视频显示器尽职调查党卫军
I是切换时V引脚上的消耗电流。参考指定的I和I2值。尽职调查尽职调查DD1号尽职调查
t是设备开始切换时转换器的启动时间。最坏的情况通常是满负荷。党卫军
V是UVLO逻辑的电压滞后(参考最小规定值)。滴滴涕
软启动特性可以通过一个简单的电容器在COMP管脚上实现,该电容器也将用作补偿网络。在这种情况下,由于该电容器的大值,调节回路带宽相当低。如果必须有大的调节回路带宽,则可以使用的示意图(见图17)。它将高性能补偿网络与单独的高值软启动电容器相结合。软启动时间和调节回路带宽均可单独调节。
如果通过将COMP管脚接地来有意关闭该设备,则该设备也在执行启动循环,并且V电压在V和V之间振荡。尽职调查DDon分布式拒绝服务
该电压可用于提供外部功能,前提是其消耗不超过0.5mA。(见图18)显示了该功能的典型应用,带有锁存关闭。一旦“关机”信号被激活,设备将保持在关闭状态,直到输入电压被移除。
跨导误差放大器
VIPer100A-E/ASP-E包括跨导误差放大器。跨导Gm是输出电流(ICOMP)与输入电压(VDD)的变化。因此:

最后一个方程表明,开环增益A可与G和Z相关:音量米补偿
AVOL=Gm x ZCOMP,其中VIPer100A-E/ASP-E的G值通常为1.5ma/V。米
G由规范定义,但Z和A的公差较大。为了更准确地定义误差放大器的传递函数F,可以在COMP管脚和接地之间连接阻抗Z,其公式如下(与上面的公式非常相似):米补偿音量
中报告了连接在COMP管脚上的简单电阻的不同值的误差放大器频率响应。空载跨导误差放大器的内部Z值约为330KΩ。更复杂的阻抗可以连接在COMP引脚上,以达到不同的补偿水平。电容器将提供一个积分器功能,从而消除直流静态误差,串联电阻将导致更高频率的平坦增益,确保正确的相位裕度。
在占空比高于50%的连续模式下工作时,也可以实现斜坡补偿。显示这样的配置。注:R1和C2建立经典补偿网络,Q1从振荡器锯齿注入具有正确极性的斜率补偿。
外部时钟同步:

当连接到外部频率源时,OSC引脚提供同步能力。显示了一个可能的示意图,以适应具体的需要。如果使用所建议的原理图,脉冲持续时间必须保持在一个较低的值(500ns足够)以最小化消耗。光耦必须能够通过光电晶体管提供20毫安。
一次峰值电流限制5.6一次峰值电流限制
使用中所示的简单电路,可以限制初级I电流和输出功率。基于Q1、R和R的电路钳制COMP管脚上的电压,以便将设备的一次峰值电流限制为一个值:峰值图2212
R+R的建议值在220KΩ的范围内。
超温保护5.7超温保护
过温保护基于芯片温度传感。发生超温断流的最低结温为140℃,而典型值为170℃。当结温降至通常低于关机值40℃的重启温度阈值时,设备将自动重启
操作画面
电气过应力强度
由于强烈的输入电压浪涌或闪电,毒蛇可能会承受过大的电应力。在大多数情况下,遵循布局考虑足以防止灾难性损坏。然而,在某些情况下,通过变压器辅助绕组耦合的电压浪涌可能超过V引脚绝对最大额定电压值。此类事件可能触发V内部保护电路,该电路可能会被V大容量电容器的强放电电流损坏。可以实现中所示的简单RC滤波器,以提高应用程序对此类浪涌的免疫力。
输入电压浪涌保护
布局

布局考虑
一些简单的规则保证了开关电源的正确运行。它们可以分为两类:
–最小化电源回路:必须仔细分析开关电源电流,相应的路径必须尽可能小的内环区域。这避免了辐射电磁兼容噪声,通过磁耦合传导电磁兼容噪声,并通过消除寄生电感提供了更好的效率,特别是在二次侧。

–对低电平和功率信号使用不同的轨道:信号和功率混合引起的干扰可能导致设备在出现剧烈的功率浪涌(输入过电压、输出短路…)时出现不稳定和/或异常行为。
–回路C1-T1-U1、C5-D2-T1和C7-D1-T1必须最小化。
–C6必须尽可能接近T1。
–信号部件C2、ISO1、C3和C4使用直接连接到设备电源的专用轨道。


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