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SOT-23封装的LM2731开关稳压器

2020-9-21 18:03:48  189 开关稳压器
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LM2731开关稳压器为电流模式升压型\固定频率为1.6mhz(“X”)的转换器选项)和600 kHz(“Y”选项)。SOT-23封装的使用,使得内部1.8A开关功率损耗小,使用方便电感器和电容器是业界最高的功率密度。22V内部开关使这些解决方案非常适合升压至20V。这些部件有一个逻辑级关闭引脚,可以用于减少静态电流和延长电池寿命。通过逐周限流提供保护以及热关机。内部补偿简化了设计并减少了部件数量。
特征
22V DMOS FET开关
1.6mhz(“X”),0.6mhz(“Y”)开关频率
低RDS(ON)DMOS场效应晶体管
开关电流高达1.8A
宽输入电压范围(2.7V–14V)
低关机电流(<1微安)
5-铅SOT-23封装
使用微型电容器和电感
逐周限流
内部补偿
应用
白色LED电流源
掌上电脑和掌上电脑
数码相机
便携式电话和游戏
本地升压调节器
典型应用电路

典型应用电路(续)


操作理论
LM2731是一个开关变换器集成电路,工作在用于快速瞬态响应的固定频率(0.6或1.6 MHz)在宽输入电压范围内,采用逐脉冲限流保护。因为这是最新的模式控制,与开关场效应晶体管用于向脉冲宽度的两个输入端提供电压(与场效应晶体管电流成比例调制比较器和电流限制放大器。在每个循环开始时,S-R闩锁打开场效应晶体管。随着通过场效应管的电流增加,电压(与该电流成比例)与来自斜坡发生器的斜坡组件相加,然后输入脉冲宽度调制比较器。当此电压超过上的电压时另一个输入(来自Gm放大器),锁存器复位并关闭FET。因为信号来自Gm放大器来自反馈采样输出电压),脉冲宽度调制的作用比较器通过保持输出电压稳定的场效应管。Q1和Q2与R3-R6一起形成带隙电压集成电路用来在调节中保持输出的参考。这个流过Q1和Q2的电流将相等,并且反馈回路将调整调节输出以保持这个。因此,调节输出始终保持在与FB节点电压相等的电压水平上“乘以”输出电阻分压器的比率。电流限制比较器直接输入触发器驱动开关场效应晶体管。如果场效应管电流达到极限阈值,FET关闭,循环终止直到下一个时钟脉冲。电流限制输入终止脉冲与脉宽调制的输出状态无关比较器。
绝对最大额定值(注1)
储存温度范围为-65℃~+150℃
操作接头
温度范围-40°C至+125°C
铅温度。(焊接,5秒)300℉
功耗(注2)内部限制
FB引脚电压-0.4V至+6V
开关引脚电压-0.4V至+22V
输入电源电压-0.4V至+14.5V
停机输入电压
(存活)–0.4V至+14.5V
θJ-A(SOT23-5)265∏C/W
ESD额定值(注3)
人体模型2kv
电气特性
标准字体的限值适用于TJ=25℉,黑体字体的限值适用于整个工作温度范围(-40摄氏度≤TJ≤+125摄氏度)。除非另有规定:车辆识别号=5V,车辆识别号=5V,IL=0A。

电气特性(续)
标准字体的限值适用于TJ=25℉,黑体字体的限值适用于整个工作温度范围(-40摄氏度≤TJ≤+125摄氏度)。除非另有规定:车辆识别号=5V,车辆识别号=5V,IL=0A。

注1:绝对最大额定值表示可能对部件造成损坏的极限。当操作超出规定预期操作条件范围的操作额定值所规定的限制的装置。
注2:对于任何应用,可安全耗散的最大功率损耗是最大结温TJ(MAX)=125°C的函数,
SOT-23封装的环境热阻结,θJ-A=265℃/W,环境温度TA。最大允许功耗在任何环境温度下,使用本装置的设计可使用以下公式计算:
如果功耗超过上述规定的最大值,内部热保护电路将根据需要通过降低输出电压来保护设备以保持安全的连接温度。
注3:人体模型是一个100 pF的电容器,通过1.5 kΩ电阻放电到每个引脚中。
注4:限值由测试、统计相关或设计保证。
注5:典型值来自于表征期间测试的大量样品的平均值,代表最可能的预期值在室温下的参数。
注6:开关电流限制取决于占空比(见典型性能特征)。
注7:Vin=3.3V输入的保证限值相同。
注8:L=10μH,COUT=4.7μF,占空比=最大值
典型性能特性,除非另有规定:车辆识别号=5V,SHDN引脚与车辆识别号相连。

典型性能特性,除非另有规定:车辆识别号=5V,SHDN引脚连接至文。(续)


程序提示
外部电容器的选择
与LM2731配合使用的最佳电容器是多层的陶瓷电容器。他们的血沉最低(相当于串联电阻)和最高共振频率使其最适合用于高频开关转换器。选择陶瓷电容器时,只有X5R和X7R应使用电介质类型。其他类型,如Z5U而Y5F由于受到的影响,电容损失非常严重对于温度变化和外加电压,在许多典型的应用。务必查阅电容器制造商的数据选择电容器前的曲线。优质陶瓷电容器可从Taiyo Yuden、AVX和村田。
选择输出电容器
一个4.7至10μF的陶瓷电容器将为大多数应用提供足够的输出电容。如果改善线路需要更大的电容量支持和瞬态响应,钽电容器可以使用。具有超低ESR的铝电解质,例如三洋Oscon可以使用,但通常是禁止的。典型的铝电解电容器不适用对于500 kHz以上的开关频率,由于波纹自加热引起的振铃和温升当前。ESR过大的输出电容器也可以降低相位裕度并导致不稳定。一般来说,如果使用电解质,建议它们与陶瓷电容器并联以减少振铃,开关损耗和输出电压纹波。
选择输入电容器
需要一个输入电容器作为储能器对于每次必须流入线圈的电流开关打开。这个电容器必须非常低所以陶瓷是最好的选择。我们建议标称值为2.2μF,但可以使用较大的值。自从这个电容器减少了输入管脚,也减少了传回的电磁干扰量沿着那条线路到其他线路。
前馈补偿
虽然内部补偿,前馈电容器稳定性要求Cf(见基本应用电路)。加上这个电容器会使转换器。零fz的建议频率应该是大约6千赫。Cf可以使用公式:Cf=1/(2 XπX R1 X fz)
选择二极管
典型应用中使用的外部二极管应为肖特基二极管。20V二极管,如MBR0520推荐。MBR05XX系列二极管设计用于处理最大平均电流为0.5A。对于超过0.5A平均值但小于1A的应用,Microsemi UPS5817可以使用。
布局提示
高频开关稳压器需要非常仔细地布置元件,以获得稳定的运行和低电压噪音。所有部件必须尽可能靠近LM2731设备。建议4层PCB用于提供内部地平面。例如,推荐的组件布局为展示:
需要遵守的一些附加准则:
1.保持L1、D1和C2之间的路径非常短。与D1和C2串联的寄生跟踪电感将增加噪音和铃声。
2.必须保留反馈组件R1、R2和CF靠近U1的FB引脚,防止噪声注入FB管脚痕迹。
3.如果有内部接地平面(推荐)使用过孔将U1的引脚2直接接地,如以及电容器C1和C2的负极。设置输出电压使用外部电阻器R1和R2(见基本应用电路)。近似值建议R2使用13.3 kΩ来建立分压器电流约为92μA。使用以下公式计算R1:R1=R2 X(VOUT/1.23-1)
开关频率
LM2731具有两个开关频率:“X”版本通常为1.6兆赫,而“Y”版本为通常为600 kHz。特定应用的最佳频率必须根据所涉及的权衡来确定:较高的开关频率意味着在给定的输出下,电感和电容器可以变得更小和更便宜电压和电流。缺点是效率是因为固定开关损耗发生得更多经常成为总功率的更大百分比损失。在较高的开关频率下,EMI通常更差因为在大多数电路对电磁干扰更敏感的高频频谱中,会看到更多的电磁干扰能量这样的干涉。

占空比
开关稳压器的最大占空比决定了输出电压与输入电压的最大升压比变换器在连续工作模式下所能达到的要求。定义了给定boost应用程序的占空比作为:这适用于连续模式操作。
电感值
我们通常被问到的第一个问题是:“我能有多小做感应器?“(因为它们是最大的组件,通常是最昂贵的)。答案不是简单且涉及性能的权衡。较大的电感意味着较小的电感纹波电流,这通常意味着输出电压纹波更小(对于给定尺寸的输出电容器)。更大的电感也意味着更多的负载功率可以因为每次转换时存储的能量周期为:E=L/2 X(lp)2
其中“lp”是电感电流的峰值。重要的一点注意,LM2731将限制其开关电流峰值电流。这意味着既然lp(max)是固定的,增加L将增加最大功率可供装载。相反,使用的电感太小可限制可提取的负载电流量从输出。
当转换器
在负载电流范围内以“连续”模式运行兴趣,通常给予更好的负载调节和更少的输出纹波。连续操作被定义为不允许在循环过程中电感电流降到零。它应该需要注意的是,所有的boost转换器都转换为不连续的当输出负载降低到一定程度时运行,但是较大的电感在较大的负载电流下保持“连续”范围。为了更好地理解这些权衡,典型的应用程序电路(带10μH感应器的5V至12V升压)分析。我们假设:VIN=5V,VOUT=12V,VDIODE=0.5V,VSW=0.5V由于频率为1.6 MHz(标称),周期为约为0.625微秒。占空比为62.5%,即表示开关的接通时间为0.390微秒。应该是注意,当开关接通时感应器大约为4.5伏。使用公式:V=L(di/dt)然后我们可以计算电感的di/dt率发现在开启时间内为0.45 A/微秒。利用这些事实,然后我们可以显示电感电流的样子运行期间:

在0.390微秒的开启时间内,电感电流上升0.176A,并在关闭期间以相等的速度下降时间。这被定义为电感“纹波电流”。它可以如果负载电流降到33毫安,电感电流将开始接触零轴意味着它将处于不连续模式。类似的分析可以在任何增压转换器上执行,以确保纹波电流合理,连续运行保持在典型负载电流值。最大开关电流电流限制器切入前可用的最大FET开关电流取决于应用的占空比。下面的图表说明了这一点“X”和“Y”开关电流的典型值作为有效(实际)占空比函数的版本:

计算负载电流如图所示,电感电流负载电流与关系:ILOAD=IIND(平均)x(1-DC)其中“DC”是应用程序的占空比。开关电流可通过以下方式找到:ISW=IIND(平均值)+1/2(彩虹色)电感纹波电流取决于电感、占空比周期、输入电压和频率:IRiple=直流电x(车辆识别号-VSW)/(f x L)结合所有术语,我们可以开发一个表达式允许计算最大可用负载电流:

所示的计算最大负载电流的公式考虑电感损耗或关断场效应管和二极管的开关损耗。对于实际负载在典型的应用中,我们对“X”和“Y”的各种输入和输出电压进行了台架数据采集LM2731的版本,并显示最大负载以图形形式显示的典型设备可用电流:

设计参数VSW和ISWFET“开启”电压的值(在方程式)取决于负载电流。通过乘以场效应晶体管乘以平均电感电流。当车辆识别号值低于5伏时,场效应晶体管导通电阻增大,因为在这个输入电压中,内部N-FET的栅极电压较小范围(见典型性能特性曲线)。高于VIN=5V时,FET栅极电压被内部钳制到5伏。设备能提供的最大峰值开关电流是取决于占空比。有关更高的占空比,请参见典型性能特性曲线。
热因素
在较高的占空比下,场效应管的开启时间增加意味着最大输出电流将由LM2731 FET开关内的功耗。开关通态传导的功耗计算公式如下:LM2731型
应用程序提示(续)

P(SW)=DC x IIND(AVE)2 x RDS(开)同时也会有一定的开关损耗,因此在计算集成电路的功率相异时需要进行一定的降额。电感器供应商包括但不限于Sumida,coilcraft,Panasonic,TDK和村田。选择电感器时,确保持续电流额定值足够高以避免峰值电流下的饱和。合适的芯类型必须是用于最小化核心(开关)损耗和线功率选择电流额定值时必须考虑损耗。关闭管脚操作将关闭销拉低可关闭设备。如果不使用此功能,应系紧销直接转到车辆识别号。如果需要SHDN函数,则电阻器必须用于车辆识别号(约50k-100kΩ建议)。SHDN引脚不能保持未终止状态。


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