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传输线设计是高频有线网络、射频微波工程、雷射光纤通信等光电工程的基础，为了能让能量可以在通信网路中无损耗地传输，良好的传输线设计是重要关键。
无线通信加上视频技术将成为未来的明星产业，要达到这个目标，负责传送射频微波信号的介质除空气之外，就是高频的传输线。人类目前无法控制大气层，但是可以控制射频微波传输线，只要设法使通信网路的阻抗能相互匹配，发射能量就不会损耗。本文将从阻抗匹配的角度来解析射频微波传输线的设计技术。 
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驻波比（SWR）
两频率相同、振幅相近的电磁波能量流（energy flows）面对面地相撞（impinge）在一起，会产生驻波（standing wave），这种电磁波的能量粒子在空间中是处于静止（stand）状态（motionless）的，此暂停运动的时间长度比两电磁波能量流动的时间要长。因为驻波的能量粒子是静止不动的，所以，没有能量流进驻波或从驻波流出来。上述叙述较抽象，但是这里举个类似的例子，就可说明什么是驻波：做个物理实验，将两个口径、流速都相同的水管，面对面相喷，在两水管之间将会激起一个上下飞奔的水柱，这个水柱就是驻波。如果是在无地心引力的空间中，这个水柱将静止在那里不会坠地。 电磁波在传输在线流动，入射波和反射波相遇时就会产生驻波。驻波比（standing wave rate；SWR）是驻波发生时最大电压和最小电压的比值（VSWR），或最大电流和最小电流的比值(公式一)： SWR = (VO + VR)/ (VO - VR) = (IO + IR)/ (IO - IR) = 1＋｜Γ｜/ 1－｜Γ｜ WR可以被用来判定传输线阻抗匹配的情况：当SWR=1时，表示没有反射波存在，电磁波能量能完全传递到负载上，也就是传输线阻抗完全匹配；当SWR=∞时，表示VO = VR或IO = IR，电磁波能量完全无法传递到负载上，传输线阻抗完全不匹配。SWR测量仪是高频传输线、发射机（transmitter）、天线工程师常使用的参数，与它类似的是应用在有线电视缆线（Cable TV cable）的「返回耗损（Return Loss）」或称作dBRL。两者的差别有二：(1)dBRL=0表示阻抗完全不匹配，dBRL=∞表示阻抗完全匹配。(2)SWR测量仪是以发射机为信号来源，自己并没有发射源，但dBRL测量仪是用自己的发射源来测量缆线的阻抗匹配情况。 |
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'史密斯图（Smith Chart）介绍：
为了达到阻抗匹配的目的，必须使用史密斯图。此图为P. Smith于1939年在贝尔实验室发明的，直到现在，它的图形仍然被广泛地应用在分析、设计和解决传输线的所有问题上。它能将复数的负载阻抗（complex load impedance）映射（map）到复数反射系数（complex reflection coefficients）的Γ平面上，这种映射过程称作「正常化（normalization）」。如(图一)所示，大小不同的圆弧代表实数（rL）与虚数（xL）的大小，越往右边阻抗越大，越往左边阻抗越小。乍看之下，史密斯图很类似极坐标（polar coordinate），不过，它的X-Y轴坐标分别是Γr和Γi，而且Γ= |Γ|ejθr =Γr + jΓi ，r代表实数（real number），i代表虚数（image number）。在图一中，中心线为电阻值，中心线上方区域为感抗值，中心线下方区域为容抗值，直径和中心线重迭的圆代表不同的实数（rL），中心线两旁的圆弧代表不同的虚数（rL）。正常化负载阻抗（normalized load impedance）zL = ZL/Z0= 1+Γ/1-Γ，zL= rL+jxL，其实zL就是史密斯图上的复数，它没有计量单位（dimensionless），是由实数rL和虚数xL构成的。负载阻抗ZL就是由小写的zL映射到复数反射系数Γ平面上的。史密斯图的圆心代表Γ=0，zL=1，ZL= Z0，负载阻抗匹配，如(图三)所示。 将阻抗转换到Γ平面后，就能得出代表传输线匹配或不匹配的反射系数（公式二）： Γ= ZL-Z0 ZL+Z0 图一 史密斯Z坐标图 图二 无耗损传输线电路 在上式中，Γ就是（电压）反射系数，它的定义是：反射波（reflected voltage wave）的电压振幅与入射波（incident voltage wave）的电压振幅之比值；ZL是负载阻抗（load impedance），Z0是特性阻抗（characteristic impedance）。当ZL = Z0时，达到阻抗匹配，Γ为零。如(图二)所示，假设ZL = Z0，电压源（Vg）产生的功率几乎可以完全供给负载使用，而从负载反射回电压源的功率非常小。对负载应用而言，必须设法求得特性阻抗，并使负载阻抗等于它。亦即，在图三中的Γ必须尽量在绿色区域之中。图三也称为珈玛坐标图（Gamma-centric chart），有别于图一的Z坐标图（Z- centric chart）。 图三 史密斯Γ坐标图 |
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理想的无耗损（lossless）传输线是依据下列公式来转换负载阻抗ZL（公式三）：
Z = Z0 ZL cos(l 2/) + j Z0 sin(l 2/) Z0 cos(l 2/) + j ZL sin(l 2/) 在上式中，l是无耗损传输线的长度，l 2/是此传输线长度与波长相比的角度值（radian）。从上式和图二中，可以得出下列重要的结论： (1)如果ZL = Z0，则无论传输线的长度大小为何，输入端阻抗Z或Zin永远等于特性阻抗Z0。 (2)Z是以/2为单位做周期变化。 (3)正常化输入阻抗（normalized input impedance）zin=Zin/Z0= 1+Γl/1-Γl，其中，Γl 的振幅与电压反射系数Γ的振幅一样，但是相角差2βl（β=2π/λ），l是传输线长度。所以，Γl被称为「相移电压反射系数（phase-shifted voltage reflection coefficient）」，而且Γl =Γe-j2βl。因此，如果Γ转换成（transform）Γl，zL就被转换为zin了，在史密斯图上的反射系数角位（angle of reflection coefficient in degrees）是以顺时钟方向，随传输线长度l由0最大增加到0.5λ，这个方向上的刻度称为「波长朝产生器（wavelengths toward generator；WTG）」方向的刻度，有别于逆时钟方向的「波长朝负载（wavelengths toward load；WTL）」方向的刻度。 (4)在史密斯图的圆心处划一个圆，它将和实数轴与虚数轴相交于数个点，每个点与圆心的距离相等，这个圆称作「常数｜Γ｜圆」；也叫作「驻波率（standing-wave ratio；SWR）圆」，这是因为驻波率S=1＋｜Γ｜/ 1－｜Γ｜。 如果今天已知传输线长度l和zL，利用史密斯图，就可以很快地求出zin。 (5)纯电阻窄频匹配（resistive narrowband match）时，驻波率刚好等于rL和驻波率圆相交的右边接点Pmax。虽然rL和驻波率圆相交的接点有两个Pmax和Pmin，但是左边接点Pmin的rL值小于1，而且驻波率必须大于或等于1，所以Pmin不予考虑。藉由史密斯图和已知的负载阻抗，就可以很快地求得在传输在线最大电压或最小电流、最小电压或最大电流的位置。 上述功能，说明了利用史密斯图就能得到负载的复数阻抗之匹配值。 |
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阻抗（impedance）和导纳（admittance）的转换
在解决某些类型的传输线问题时，为求方便起见都使用导纳来表示。导纳是阻抗的倒数，其数学定义是：Y=1/Z=G+jB，G称作电导（conductance），B称作电纳。正常化导纳y是正常化阻抗z的倒数，所以y=1-Γ/1+Γ。如果在史密斯图上顺时钟移转λ /4（互成反方向），zL将转换成zL。虽然，Y参数（=[Y][V]）的导纳和Z参数（[V]=[Z]）的阻抗，都只能代表低频电路的特性，但是与代表高频电路特性的S参数（[V-]=[S][V+]）类似的Y参数是由四种导纳变数构成的，藉由Y参数（一般是从所测量的S参数转换而来）可以得到晶体管闸阻抗之值，这在深次微米设计中是非常重要的。S参数是被用来表示射频微波多端口网络（multiple network）中多电波的电路特性。 ■史密斯图应用范例 应用上述原理和方法，将一般的50-Ω无耗损传输线之一端接有负载阻抗ZL =（25+j50）Ω，使用史密斯图可以得到： (1)电压反射系数：zL= ZL/Z0=（25+j50）/50=0.5+j1，从史密斯图中可以查出反射系数的相角为83°，用尺可以量得反射系数的振幅为0.62；所以，电压反射系数Γ= 0.62ej83°。 (2)电压驻波比（SWR）：使用圆规在史密斯图上，以Γ=0为圆心，划一个圆（驻波率圆）通过0.62ej83°，这个圆和Γr相交在两点，其中一点的rL值大于1，为4.26，亦即电压驻波比S=4.26。 |
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